放大器設計師一直都喜歡用負載拉移系統功能為所選晶體管開發阻抗匹配網絡。在線性系統中，簡單地把小信號輸入阻抗的復共軛用作源匹配網絡、把小信號輸出阻抗的復共軛用作負載匹配網絡就可以了。但針對功率器件和它們的非線性特性，負載拉移系統可以提供必要的信息最大限度地提高寬頻率范圍內的功率轉移和輸出功率。

負載拉移技術需要研究有源器件(比如功率晶體管)對源和負載阻抗變化的響應。負載拉移系統提供了改變阻抗的途徑，還能針對最佳大信號條件表征器件。諧波負載拉移技術是基頻負載拉移測量的擴展，用于研究待測器件(DUT)在負載阻抗ZL與基準測試頻率和一個或多個基頻諧波頻率組合方面的響應性能。這種方法經常用來提高高壓縮放大器的效率，或降低工作在功率回退狀態下的放大器的誤差向量幅度(EVM)。

呈現給DUT的阻抗可以用好幾種格式表述：阻抗ZL(包括R+jX)、電壓駐波比VSWR(作為幅度和相位中的復數)和反射系數ΓL(作為幅度和相位中的復數)。把DUT想像成一種雙端口器件(圖1)，出現在DUT上的反射幅度ΓL就只是a2/b2，或反射波和前向行波之比。通用公式可以寫成：

Γx，n(fn) = ax，n(fn)/bx，n(fn)

在傳統的無源機械式調諧器系統中，反射產生的原因是由于使用金屬探測器(也稱為調諧塊)部分中斷了壓風管路的電場。探測器以某一可變的深度插入壓風管路;探測器插入壓風管路并中斷電場的深度越深，反射幅度ΓL就越大。沿著厚膜線長度滑動探測器將改變反射的相位。因此，通過選擇相對壓風管路合適的探測器垂直和水平位置，DUT上可以呈現Smith Chart上的任何阻抗。

只關注基頻阻抗的基準負載拉移調諧可以用一個調諧探測器或多個調諧探測器組合實現。諧波負載拉移調諧能夠使用級聯或濾波配置方式組合兩個、三個或多個探測器實現。

在使用無源機械調諧器時，很明顯a2總是要小于b2，原因是調諧器的反射限制(不是所有能量都可以被反射)以及DUT和調諧器之間的損耗(能量在到達調諧器時已有耗散，從而降低了可以被反射的能量值)。假設ΓL=1左右的諧波阻抗代表理論上理想的端接狀態，那么使用機械式調諧器在DUT參考平面可取得的值范圍應在ΓL=0.8和ΓL=0.92之間。

在通信和其它系統中越來越多地使用調制寬帶信號對傳統負載拉移系統提出了很大的挑戰。傳統負載拉移系統設計工作在離散頻率，而寬帶信號所占的頻譜段通常為10MHz或更寬。誠然，負載拉移系統也會在比如10MHz寬的帶寬上呈現一定的阻抗，雖然與調諧的中心頻率阻抗值不盡相同。在寬帶信號的帶寬上可能呈現出巨大差異的阻抗，因為包括探測器、電纜、夾具和調諧器本身在內的DUT和阻抗調諧器之間存在相位延遲。這將導致容易令人誤解的放大器品質因數值，如功率附加效率(PAE)和相鄰通道功率比(ACPR)，并導致可能令人誤解的功率放大器性能結果。圖2演示了調諧阻抗上的相位延遲效應。在這個例子中，2.58MHz帶寬的寬帶信號與標準非優化負載拉移系統一起使用，產生的相移是3度/MHz或信號帶寬上的7.74度。對于具有40MHz帶寬的多通道WCDMA信號來說，相移將為120度。

自從20世紀70年代后，IEEE出版物中就引用了有源閉環負載拉移方法。這種方法使用放大版的b2作為反射信號a2。為了達到這個目的，需要使用耦合器或環形器引導來自DUT的信號b2經過可變放大級電路控制幅度和相位，最后重新將信號作為a2回注入器件。圖3顯示了典型閉環系統的功能框圖。

這種技術與傳統機械式負載拉移調諧器相比有多方面的優勢，包括速度、伽瑪控制和方便集成，尤其在晶圓上的測試系統中。由于系統采用電氣調諧方式，沒有活動的機械部件，因此調諧過程相當快速。閉環配置中的放大器可以用來增加a2，以便ΓL能夠在DUT的參考平面接近單位1。副作用是，由于無源器件的漏電流在有源閉環負載拉移系統中可能出現振蕩。因此需要采用較強的濾波來減少振蕩發生的機會，因為這種振蕩通常會使系統接近窄帶。有源方法不能解決機械式負載拉移系統的相位延遲問題。事實上，調諧環路長度的增加可能導致相對DUT參考平面的相位延遲增加。商用閉環有源負載拉移系統相移為30度/MHz或信號帶寬上的77.4度。對于上述40MHz的WCDMA信號來說，相移將是1200度。最后，在有源閉環負載拉移方法中使用大功率線性放大器可能會增加相當多的系統成本。