0 引 言

　　升壓變換器是最常用的一種變換器，隨著新能源的推廣，由于太陽能、燃料電池、蓄電池等輸入源具有輸入電壓較低的特性，升壓變換器成為不可或缺的關鍵部件。常用的非隔離Boost" title="Boost">Boost升壓變換器，在高輸出電壓場合，由于寄生參數的影響不可能達到很高的輸入輸出電壓比。而另一種升壓電路是隔離升壓電路，例如正激、反激電路。隔離升壓電路中必須用到的變壓器通常具有隔離、變壓的功能，在那些不需要隔離或體積要求較小的應用場合，通過變壓器升壓就很難滿足要求，另外變壓器漏感引起的一系列問題，比如開關電壓過沖，EMI等，常常對電源本身及周圍設備帶來安全隱患。

　　為了克服常用升壓變換器在大功率、高輸入輸出變比等場合應用的限制，本文研究分析了一種新的電路拓撲結構及其工作方式，并對其進行了仿真驗證。

　　1 工作原理

　　下面分析Boost電路存在的不足，在理想情況下：

　　M(D)=U0Uin= 11-D(1)根據式(1)，在一定的輸入電壓下，理論上可以產生任意高于輸入電壓的輸出電壓。而實際情況中，由于電感、二極管、開關管都會產生一定的損耗，這些損耗可以等效為一個與電感串聯的電阻RL，如圖1所示：

圖1 Boost等效電路圖

　　此時根據磁平衡原理：

　　由式(2)、(3)可得：

　　根據式(4)，在不同的RL/R 情況下，M(D)如圖2所示。由此可見，在實際電路中，Boost電路升壓比有限制極限，輸出電壓一般能達到輸入電壓的4～5倍。在大功率應用環境中，由于損耗嚴重，升壓比反而更低。

　　為了克服上述非隔離升壓電路的不足，本文研究的升壓變換器如圖3所示，它由交錯并聯Boost電路與電容串聯組合而成。

占空比" title="占空比">占空比關系曲線圖" border="0" height="266" hspace="0" src="http://files.chinaaet.com/images/20110423/257ad1f8-944f-42d4-8e7e-ecdf1d95472c.jpg" style="FILTER: ; WIDTH: 331px; HEIGHT: 266px" width="331" />

圖2 升壓比與占空比關系曲線圖

圖3 高升壓比交錯并聯Boost電路結構圖

　　在電感電流連續模式下，當占空比大于0。5時，系統工作原理時序如圖4所示，PS1、PS2分別為開關管S1、S2的驅動脈沖。ID1、ID2分別為流過續流二極管D1、D2的電流。

波形圖" title="波形圖">波形圖" border="0" height="897" hspace="0" src="http://files.chinaaet.com/images/20110423/4e262d73-4948-4834-aae9-4385ffb10864.jpg" style="FILTER: ; WIDTH: 384px; HEIGHT: 897px" width="384" />

圖4 系統工作波形圖

　　在一個周期內系統工作狀態如下：

　　[t0～t1]階段，S1、S2同時導通" title="導通">導通。輸入電流流過電感與開關管，所有的二極管電流為零，電感儲存能量，如圖5所示。

圖5 [t0～t1]階段電路工作圖

　　[t1～t2]階段，S1導通、S2關斷" title="關斷">關斷。電感L2儲存的能量通過D4、D2釋放給C1、Co，如圖6所示。此時C1、C2通過D4串聯，同時與Co通過D2并聯，輸出電壓等于C1或C2兩端電壓的兩倍。

圖6　[t1～t2]階段電路工作圖

　　[t2～t3]階段，S1、S2同時導通。系統狀態與[t0～t1]階段相同。

　　[t3～t4]階段，S1關斷、S2導通。電感L1儲存的能量通過D3、D1釋放給C2、Co，如圖7所示。此時C1、C2通過D3串聯，同時與Co通過D1并聯，L2繼續導通并儲存能量。

圖7 [t3～t4]階段電路工作圖

　　在電感電流連續模式下，占空比大于0。5時，設L1=L2=L，C1=C2=C，UC1=UC2=U，由磁鏈守恒得：

　　根據式(5)可得：

　　輸出電壓U0等于UC1與UC2之和：

　　由式(7)可見，在相同占空比的條件下，采用本文所述電路結構的升壓比比采用傳統Boost電路的升壓比提高了兩倍。

　　在電感電流連續模式下，占空比小于0。5時，開關管S1、S2的驅動脈沖如圖8所示。

圖8 占空比小于0.5時，開關管S1、S2的驅動脈沖

　　在一個周期內系統的工作狀態如下：

　　[t0～t1]階段，開關管S1導通S2關斷。電感L2儲存的能量通過D4、D2釋放給C1、C0，這時電路工作狀態與圖6所示相同，且C1、C2通過D4串聯，同時與Co通過D2并聯，輸出電壓等于C1或C2兩端電壓的兩倍。

　　[t1～t2]階段，開關管S1、S2同時關斷。電感電流分別通過C1、D1與C2、D2向負載放電，如圖9所示。

圖9 S1、S2同時關斷時工作原理圖

　　[t2～t3]階段，S1關斷、S2導通。電感L1儲存的能量通過D3、D1釋放給C2、Co，這時電路工作狀態與圖7所示相同，且C1、C2通過D3串聯，同時與Co通過D1并聯，電感L2繼續導通并儲存能量。

　　[t3～t4]階段，開關管S1、S2同時關斷，系統狀態與[t1～t2]階段相同。

　　在電感電流連續模式下，占空比小于0.5時，設L1=L2=L，C1=C2=C，UC1=UC2=U，UCo=Uo，根據以上狀態分析，在[t0～t1]時間段內，電感L1兩端電壓為Uin，在[t2～t3]時間段內，電感L1兩端電壓為UC2-Uin，在[t3～t4]與[t2～t3]時間段內，電感L1兩端電壓為UCo-UC1-Uin，由磁鏈守恒得：

　　根據式(8)、(9)可得：

　　輸出電壓Uo為UC1與UC2之和：

　　因此，在電感電流連續的狀態下，無論占空比大于還是小于0.5，輸出電壓與輸入電壓關系都滿足式(11)。

　　2 仿真驗證

　　為了分析驗證上述電路的工作原理，本文選用PSIM 軟件進行仿真。電路參數選擇如下：Uin=25V，Uo=200 V，L1=L2=200μH，C1=C2=Co=200μF，開關頻率為50 kHz，輸出功率為1 000 W。電感、電容的參數大小由式(12)、(13)、(14)確定。

　　式中，ΔlL1為電感L1的電流紋波。

　　式中，ΔUC1為電容C1的電壓紋波，Iin為輸入電流。

　　ΔUo為輸出電壓的紋波。

　　下文的仿真實驗驗證了本文所分析的電路工作原理。圖10所示為穩態下開關管S1、S2的驅動波形，從圖中可以看出占空比為0.75，輸入電壓與輸出電壓的關系為：

圖10

　　圖11、12所示為開關管電流IS1、IS2與二極管電流ID3、ID4的波形圖。由圖可見仿真波形與圖4所示的開關管、二極管理論分析波形一致，驗證了理論分析的正確性。圖13、圖14為輸入電感L1、L2和輸出電壓Uo波形圖。由公式(12)、(14)可得，理論電感電流、輸出電壓紋波分別為1.875 A、0.125 V。

圖11　開關管S1、S2電流波形圖      圖12 二極管D3、D4電流波形圖

圖13　電感L1、L3電流波形圖                  圖14　輸出電壓波形圖

　　3 結 論

　　本文詳細分析了非隔離Boost電路的升壓比受到限制的原因，研究了一種高升壓比交錯并聯Boost電路拓撲結構。此電路結構可以在不采用變壓器的條件下，有效地提高輸入輸出電壓比。文中主要對電路的工作過程和其主要參數進行了分析研究，并由仿真實驗對其進行了驗證。通過分析可知，采用該電路結構比采用普通Boost電路，升壓比提高了2倍，極大地擴大了非隔離式Boost電路的應用范圍。