1 概述
矩陣式變換器是一種強迫換相的交－交變換器，它由9個可控的雙向開關，利用PWM控制將交流供電電源直接變換成負載所需的變壓變頻電源，其結構如圖1所示。雙向開關使用兩個IGBT共集電極反向串聯，利用器件內部的續流二極管以阻擋反向電壓，結構緊湊，方便簡單，開關損耗也較低。輸入側的L－C濾波器可有效減少輸入電流的開關頻率諧波。
圖1 矩陣式變換器的原理性結構圖
2 EMI分析
矩陣式變換器是AC/AC直接變換，電網和負載會相互直接影響，電網的波動會直接對負載（如異步電機）產生干擾；用IGBT和反并聯二極管構成的雙向開關，以及它們的控制電路DSP和CPLD等高速集成電路，都存在著高的di/dt，它們通過線路或元器件的引線電感引起瞬態電磁噪聲，其頻率為幾千Hz，成為不可忽略的噪聲源；PWM調制技術在各種電力電子裝置中的廣泛應用，在它們的主功率電路中，通常會流過一系列的PWM功率脈沖，其重復頻率視應用場合可達幾千Hz，因而這些脈沖電流中所包含的諧波可以達到幾MHz乃至幾十MHz的范圍，而且它們產生的電磁噪聲強度很大；而周圍的設備和裝置也會輻射電磁波，它們也成為不可忽視的干擾源。這些干擾源通過傳導和輻射等方式對輸出和輸入電流、電壓產生影響，必須想辦法將其抑制或減少在可以接受的范圍之內。
世界各國對電氣設備的電磁兼容性均制定了相應的標準，特別是西歐，從1996年1月開始已強制嚴格執行其標準，我國也有相應的標準和法規，因此，必須采用輸入濾波器減少矩陣式變換器產生的開關頻率諧波，本文重點介紹輸入濾波器的設計。
3 減少開關過程干擾
為了保證開關之間的安全切換，同一相輸出的任意兩組開關不能同時導通，否則將造成輸入兩相短路而產生電流峰值；三相" title="三相">三相開關也不能同時斷開，否則就造成感性負載開路而感應高電壓。但實際所采用的半導體開關器件IGBT不可能達到理想的瞬時導通和關斷，在即將關斷的器件退出導通之前，即將導通的器件不能達到理想狀況的瞬時導通狀態，換流時無法避免短暫的開通重疊或關斷死區，因此，為了減少開關過程的干擾，安全的換流通常不能一步完成。
四步安全換流的思想是盡量減少短路和開路的危險開關狀態。從開關S1到開關S2換流過程如圖2所示。
圖2 同一相負載兩組開關的換流示意圖
當iL>0時，四步開關順序是：關S1n，開S2p，關S1p，開S2n。
當iL<0時，四步開關順序是：關S1p，開S2n，關S1n，開S2p。
可見，四步換流成功地構成了對兩個雙向開關的換向控制，既阻止了可能使電源發生短路的開關組合，又保證了在任意時刻給負載提供至少一條流通路徑，而且即將關斷的器件被即將開通的器件施以反壓時可以實現零電流開關，因此，采用四步換流方案可以減少50％的平均開關損耗。
優化開關順序是將開關順序設置為S1，S2，S3，S0，S3，S2，S1，即采用半對稱PWM開關順序，采用優化后的開關順序可以減少33％的平均開關損耗。
4 輸入濾波器設計
4.1 開關頻率諧波
利用仿真和實驗的方法可以得到三相輸入電流的頻譜，可以比較仿真和實驗波形中開關頻率及其諧波的峰值及其位置，并以此作為濾波器設計的依據。
利用Matlab仿真的輸出頻率為30Hz的輸入電流頻譜如圖3所示。圖4是實際的開關頻率為20kHz，功率為3.5kW的矩陣式變換器的未濾波的輸入電流頻譜。可見，在仿真和實驗波形之間有很多相關性，它們在開關頻率附近諧波成分很大。
圖3 仿真得到的輸入電流開關頻率附近頻譜
圖4 實驗得到的輸入電流開關頻率附近頻譜
在矩陣式變換器驅動感應電機的系統中，電機啟動過程的電磁轉矩波形如圖5所示。由圖5可知，感應電機啟動時轉矩最大，由此產生的干擾電壓也最大。知道了干擾電壓的頻譜，可以開始設計滿足要求的輸入濾波器了。
圖5 電機啟動過程電磁轉矩波形圖
圖6 矩陣式變換器輸入濾波器等效電路圖
4.2 設計方法
可以采用多相LC濾波電路或帶諧波選擇的單相LC濾波器，但顯然增加了系統的復雜性。本實驗采用單相的LC濾波電路來滿足設計要求。
輸入濾波器的設計必須滿足截止頻率低于開關頻率，體積和重量應盡可能小，在濾波電感上的壓降應盡可能小，功率因數應盡可能大。為了減少對電網的干擾，矩陣式變換器要盡可能保證接近1的功率因數，因此，矩陣式變換器必須盡可能補償由引入輸入濾波器的延遲，因為電容是造成延遲的主要因素，所以輸入電流比輸入電壓有一個延遲角。為了確保空間矢量調制策略的正確執行，我們設定π/6為最大的可以接受的延遲角。
輸入濾波器設計根據圖6所示，矩陣式變換器看成是一個電流源，為了得到功率因數為1，必須盡可能確保輸入電流iL和輸入電壓Ui同相。
由圖6可得
Uc=Ui－jωLiL=
（1）
imatrix=iL－jωCUc=iL－jωC(Ui－jωLiL)
=iL－ω2LCiL－jωCUi=iL(1－ω2LC)－jωCUi=
（2）
矩陣式變換器的延遲角（電流落后）限制為π/6，則
－arctan
＋arctan
<
（3）
由式（3）可得
C<
iL（4）
式中：ωc=
為濾波器截止角頻率。
濾波器電感引起的電壓延遲可以忽略[5]，濾波器的截止頻率比電網頻率高一個數量級[6]，濾波器電容的最大值取決于輸入電流的峰值[7]或理想的輸出功率[8][9]。這些值在矩陣式變換器低輸入電流工作時尤為重要。考慮到式（5）與式（6）
arctan
（5）
=0（6）
則有
C<5.6×10－6iL（7）
或
C<
Pout（8）
C<11.6×10－9Pout（9）
利用基爾霍夫電流定理，得到電容電壓的脈動為
（10）
電容電壓波動在低的輸入/輸出電壓傳輸比和低的功率因數時變大。
由式（9），當功率為3.3kW時，對電容的限制是C<38.3μF這里取5μF/630V。
濾波器的截止頻率fc應選擇在電網頻率（50Hz）和開關頻率（20kHz）之間，通常和電網頻率和開關頻率都有10倍關系，因此，這里我們取fc為1kHz左右。
fc=
（11）
根據上面確定的電容值，可以得到L的取值范圍，這里取L為5mH。
4.3 實驗驗證
在設計好濾波器的參數后，通過實驗可以檢驗參數的選擇是否符合要求。
滿載時電感上的最大電壓降為
（12）
式中：Un是額定輸入相電壓；
In是額定輸入相電流。
由計算可知，滿載時最大的電壓降為0.01％。
加上濾波器后輸入電流的頻譜如圖7所示，可見輸入電流中基波含量占了絕對部分，開關頻率及諧波含量已經明顯減少，而且由圖8可知輸入電流和電壓基本正弦且同相，因此，濾波器很好地實現了設計要求。
圖7 加濾波后輸入電流頻譜
（a） 輸入相電壓Ua波形圖
(b) 輸入相電流Ia波形圖
圖8 輸入電壓電流波形對照圖
5 結語
電力電子設備的EMI污染越來越受到各方的關注，各國也相繼出臺了有關EMC的法規。矩陣式變換器（MC）作為一種極具優勢的電能利用技術，也必須具有良好的EMC性能。電網的波動會對矩陣式變換器（MC）的工作產生影響，MC也會對電網產生污染，因此，必須采取措施減少開關過程干擾，并增加輸入濾波器。本文詳細地介紹了MC輸入濾波器的設計過程，仿真和實驗結果論證了這種設計的可靠性和實用性。