摘要：針對目前機車" title="機車">機車大功率直流變換器" title="直流變換器">直流變換器結構復雜，容易發生故障等現象，設計了一種相對簡單、可靠的中、大功率直流變換器。介紹了該多輸出機車直流變換器的工作原理，闡述了主電路和保護電路" title="保護電路">保護電路新的設計方法，對調試中容易出現的問題進行了分析，并給出了解決方案。實際應用表明，該直流變換器運行可靠，效率高，具有良好的實用價值和推廣意義。
關鍵詞：實用；多輸出；直流變換器；保護電路
1 引言
隨著科技的進步，對早期內燃機車上應用的電子設備進行更新換代已成必然趨勢。內燃機車上的供電一般都由其所帶發電機提供，為把發電機的輸出電壓轉換為機車照明、無線調度等用電電壓，必須經過一個轉換裝置——直流變換器。目前機車上常用的多輸出直流變換器采用的是自激推挽、多級變換電路，結構十分復雜，而且極易出現功率管“直通”等現象，使用中稍有疏忽，便可能使變換器失效，給機車運行帶來不必要的麻煩甚至安全隱患。為此，本文將探討以他激推挽電路設計多輸出直流變換器，設計中沒有采用以往常規的設計方法，而是一切從簡練、實用出發，并對保護電路進行了非常可靠的設計——從原邊多點加以設計。實際應用表明，該變換器結構簡單、運行可靠、效率高，實用性非常強。
2 多輸出機車直流變換器的總體介紹
該直流變換器輸入電壓范圍為70～135V（額定值為110V），輸出為24V、50V等。輸出額定電流均為4A。由此可知輸出功率約為：P=(24＋50)4=296W，屬于中大功率型變換器，直接用正激或反激電路難以提供如此大的電流，考慮到采用半橋和全橋電路的相對復雜性，采用了他激推挽電路。其主要電路包括輸入濾波電路、輸出濾波電路、輔助電源電路、控制電路、驅動電路，反饋檢測電路，功率變換電路，保護電路等，其電路結構圖如圖1所示。
圖1 總體電路結構
變換器工作原理如下：組成控制電路的脈寬調制器能產生頻率固定而脈沖寬度可以調節的驅動信號，控制兩個功率管S1及S2（如圖3所示）以180°的相位差交替通斷來調節輸出電壓的高低，利用誤差放大器和電壓測定比較器通過光耦形成電壓閉環，輸出電壓經過精密電阻分壓后再與基準電壓比較，從而調節驅動信號的占空比使輸出電壓跟隨誤差電壓變化而變化，假如由于某種原因（如輸入變化，負載變化等）使輸出電壓升高時，脈寬調制器就會改變驅動信號的脈沖寬度即占空比D，使斬波后的平均值電壓下降，從而達到穩壓目的，反之亦然。對輸入上升情況，其穩壓過程如圖2所示。
圖2 輸出穩壓示意圖
下面從直流變換器的主電路以及保護電路來闡明該變換器的設計思想以及對調試中各種易出現的問題進行探討。
3 直流變換器主電路設計
在主電路中采用的是他激推挽電路，如圖3所示。
圖3 主電路圖
圖3中Vi是經過濾波以后的輸入電壓。V1和V2是從脈寬調制器出來的兩路相位相差180°的驅動信號。P1及P3用來設計保護電路，P2用來設計反饋檢測電路。P4及P5用來設計切換電路。圖中功率管最大承受2倍的輸入電壓即最大270V，電流最大不超過4A，所以功率管可選用IRF460。變壓器第三路輸出N3是為控制電路提供電源電壓特意設計的。上電初，N3輸出為0，控制電路電源電壓由輸入電壓分壓、穩壓（由R1，C1，D3組成）提供，當電路正常工作時，D4截止，控制電路和保護電路等的電源電壓將由N3輸出通過7815穩壓器供電。
變壓器是開關電源最主要的部分。常規設計采用一大堆繁雜的公式進行推導，由于運算量較大，難免造成結果錯誤。鑒于此，本文采用圖表的方法對原、副邊進行設計，并考慮管子導通壓降等實際情況進行適當微調。由于變換器原邊和副邊電流都較大，所以采用多股導線。雙端型正激電路的具體設計如下。
n1dp2=
；n2ds2=
；
式中：n1，n2為一、二次繞組的股數；
dp，ds為一、二次繞組的線徑；
SoKo為磁芯窗口使用面積；
Np，Ns為一、二次繞組匝數。
其中：Np=
；Ns=
Ui為輸入直流電壓；
U1T為每匝電壓值；
UV為整流管壓降；
D為占空比，對于雙端型電路D取0.6。
變壓器工作頻率選100kHz，所以線徑可以選0.5mm。變壓器磁芯選用EI型鐵氧體EI-50，查EI-50
的屬性對照圖表可知窗口使用面積為48.97mm2，每匝電壓值為8.044V/匝。由此可求得：原邊匝、股
數分別為12匝，8股；副邊匝、股數分別為11匝，5股/6匝，5股。在實際調試中，變換器工作時間
一長，磁芯溫度便微有升高的趨勢，并且輸出電壓比例也有些失調，經多次微調最終將原、副邊匝數
定在12匝，10匝/5匝，在這種情況下，變壓器溫度不升高，輸出電壓也和預期值一致。
采用推挽電路特別要注意的是磁通飽和問題。這是由于兩個功率管長期導通、關斷時間的不平衡性，時間一長，將會造成偏磁。另外，在一個管子關斷，另一管子導通瞬間將會有尖峰脈沖出現。解決的方法可以在主電路加吸收電路，如圖3的R4及C2和R5及C3。如果輸出是復合濾波（電容電感濾波），則可以考慮在輸出端電容上串一阻值較小的電阻，便可很好地消去尖峰脈沖。
對于主電路中兩個功率管，由于交替導通，當一個管子在柵極正向脈沖驅動下導通時，另一個管子已失去了柵極正向驅動信號，但是由于存貯時間的作用，第二個管子并不是立即截止，而仍處于繼續導通狀態，從而產生了兩個功率管同時導通的“直通”現象，雖然時間很短，卻對電路危害很大。這種現象可用縮短關斷功率管的存貯時間來消除，避免功率管進入深度飽和，防止對管子進行過量的激勵。設計時可以利用一個鉗位二極管來使晶體管避免進入深度飽和。其電路如圖3中的D1及D2所示。當功率管一旦進入飽和區后，鉗位二極管就把柵極的激勵電流向漏極分流而使柵極電流不再增加，這樣就防止了功率管進入深飽和，從而減小了存貯時間。
在輸出濾波設計中，為保證幾路輸出電壓同比例變化，盡量使電感與電容比例大一些，當然也可以設計平衡電路解決這個問題。
4 直流變換器的保護電路的設計
機車直流變換器關系到機車用電安全問題，為提高用電的質量，有效地保護直流變換器，設計良好的保護電路尤為重要。由于本文設計的變換器輸入電壓有一個范圍，所以必須考慮過壓、欠壓保護。對于電路出現故障導致電流上升，還必須考慮過流保護。
直流變換器的控制芯片選用了TL494，這是由美國德州儀器公司生產的一種電壓驅動型脈寬調制控制集成電路，為設計良好的保護電路，要十分清楚它的資源情況。TL494的內部電路由基準電壓產生電路、振蕩電路、間歇期調整電路、兩個誤差放大器、脈寬調制比較器以及輸出電路等組成。圖4是它的管腳圖，其中腳1和腳2是誤差放大器I的同相和反相輸入端；腳3是相位校正和增益控制；腳4為間歇期調理，其上加0～3.3V電壓時可使截止時間從2％線性變化到100％；腳5和腳6分別用于外接振蕩電阻和振蕩電容；腳7為接地端；腳8腳9和腳10腳11分別為TL494內部兩個末級輸出三極管集電極和發射極；腳12為電源供電端；腳13為輸出控制端，該腳接地時為并聯單端輸出方式，接腳14時為推挽輸出方式；腳14為5V基準電壓輸出端，最大輸出電流10mA；腳15及腳16是誤差放大器II的反相和同相輸入端。由于誤差放大器I已被設計用于反饋電路使輸出恒定，所以，保護電路必須用TL494的誤差放大器II進行設計，即用腳15和腳16進行欠壓、過壓以及過流保護。為保證在輸入電壓超出設計范圍時保護電路能起到良好的保護作用，本直流變換器將保護電路選在了原邊多點，事實證明這樣效果非常理想，如圖5所示。
圖4 TL494管腳圖
圖5 保護電路示意圖
圖5中，比較器U1及U3用來設計過壓與欠壓保護，那么電壓的獲取顯得很重要。以往總是設計在變壓器副邊，實際上經過變壓器后，副邊相對原邊有一定的滯后，所以，在原邊設計過、欠壓更為合理。由于輸入電壓范圍在75～135V，所以可按兩個臨界點75V和135V對外圍電阻進行合理估算，確定阻值。
比較器U2用來設計過流保護，在兩開關管的源極串上一個0.15Ω的小電阻，用來獲取過流檢測的電壓值（見主電路圖3的Ve處）。輸入電流以最大4A計算，當電路工作時，功率管導通，漏極和源極流過的電流相等。對于圖3中0.15V小電阻的對地電壓為Ve=0.15×4=0.6V,所以，選擇適當的電阻比例設計LM234的同相端電壓為0.6V左右即可。
因為無論過壓、欠壓還是過流，從比較器輸出的無非兩種電平0或1，所以引入一個與非門，其輸出VII－接到TL494比較器II的反相端（腳15），以上任何一種情況發生都將導致與非門輸出低電平，從而使TL494截止，電路停止工作。
另外，必須在輸出端設計以繼電器為主的切換電路，當變換器出現異常情況無法提供輸出電壓時，繼電器便動作，將機車上用電切換到備用蓄電池，以保證機車供電的連續性。
5 有關實驗波形
兩個功率管柵極驅動信號及變壓器原邊波形分別如圖6及圖7所示。
圖6 功率管柵極驅動信號波形
圖7 變壓器原邊波形
6 結語
對于無法直接應用正激或反激電路設計的中、大功率變換器，而同時又嫌用橋式電路設計相對復雜這一狀況，本文提供了一種以他激推挽電路為主電路的，相對簡單、實用的設計方法，另外在主電路設計完成之后，如何設計后續電路往往容易被忽視，本文對這一方面進行了較為詳細的探索。該多輸出直流變換器已在南昌鐵路局及山東鐵路局等單位列車上運行一年，效果良好。