1 引言
近年來，多電平變換器在高壓大功率方面成為研究的熱點，主要是因為它可以用低耐壓的器件實現(xiàn)高壓大功率輸出，無需動態(tài)均壓電路，無需變壓器；電平數(shù)的增加，改善了輸出電壓波形。目前多電平逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有三種：二極管箝位型逆變器（Diode-clamped inverter），飛跨電容型逆變器(Flying-capacitor inverter)和具有獨立直流電源的級聯(lián)型逆變器 (Cascaded-inverters with separate DC sources)。在這三種電路結(jié)構(gòu)中，二極管箝位型應(yīng)用最為廣泛，二極管箝位型五電平逆變器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。本文主要討論二極管箝位型多電平逆變器的PWM控制方法。
圖1 二極管箝位型五電平逆變器主電路
多電平逆變器的PWM控制技術(shù)是多電平逆變器研究中一個相當(dāng)關(guān)鍵的技術(shù)，它與多電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的提出是共生的，因為它不僅決定多電平逆變的實現(xiàn)與否，而且，對多電平逆變器的電壓輸出波形質(zhì)量，電路中有源和無源器件的應(yīng)力，系統(tǒng)損耗的減少與效率的提高都有直接的影響。到目前為止，人們已經(jīng)提出了大量的多電平變換器PWM控制方法[1][2]，載波的PWM控制方法和空間電壓矢量法（SVPWM），它們都是兩電平PWM方法在多電平中的擴(kuò)展。SVPWM方法因其高電壓利用率，低諧波含量以及硬件電路簡單等優(yōu)點受到了廣泛的關(guān)注和應(yīng)用，但當(dāng)該方法應(yīng)用于五電平以上的電路時，它的控制算法會變得非常復(fù)雜，因此對于五電平以上的多電平電路，采用三角載波PWM的控制方法是一種較為可行的方案。
2 消諧波PWM法（Subharmonics PWM——SHPWM）
多電平逆變器基于載波的PWM控制方法是兩電平PWM方法在多電平中的擴(kuò)展，它們的原理都是電路的每相使用一個正弦調(diào)制波與幾個三角載波進(jìn)行比較。
2.1 SHPWM法的原理[4]
對于一個N電平的變換器，每相采用N－1個具有相同頻率fc和相同峰峰值Ac的三角載波與一個頻率為fm，幅值為Am的正弦波相比較，為了使N－1個三角載波所占的區(qū)域是連續(xù)的，它們在空間上是緊密相連且整個載波集對稱分布于零參考的正負(fù)兩側(cè)。在正弦波與三角波相交的時刻，如果調(diào)制波的幅值大于某個三角波的幅值，則開通相應(yīng)的開關(guān)器件，反之，如果調(diào)制波的幅值小于某個三角波的幅值則關(guān)斷該器件。該方法的原理如圖2所示。對于一個N電平的變換器，調(diào)制度ma和載波比mf定義如下：
ma=
（1）
mf=
（2）
圖2 SHPWM原理
2.2 SHPWM法仿真結(jié)果和分析
根據(jù)三角載波的相位的不同，SHPWM可分為三種典型的情況：
1）所有載波具有相同相位（PD型）；
2）所有位于零基準(zhǔn)以上的載波同相位，所有位于零基準(zhǔn)以下的載波具有相反相位（POD型）；
3）所有載波自上而下，交替反相和同相(APOD型)。
針對這三種多電平PWM方法，利用Matlab仿真軟件進(jìn)行了仿真研究，建立了一個五電平二極管箝位型逆變器，圖3、圖4、圖5分別為調(diào)制度為0.8，載波比為21，輸出電壓基波頻率為50Hz時，所得到的仿真波形。
(a) 載波和調(diào)制波波形
（b） 相電壓波形
（c） 相電壓頻譜
（d） 線電壓波形
（e） 線電壓頻譜
圖3 PD型SHPWM法仿真波形
(a) 載波和調(diào)制波波形
（b） 相電壓波形
（c） 相電壓頻譜
（d） 線電壓波形
（e） 線電壓頻譜
圖4 POD型SHPWM法仿真波形
(a) 載波和調(diào)制波波形
（b） 相電壓波形
（c） 相電壓頻譜
（d） 線電壓波形
（e） 線電壓頻譜
圖5 APOD型SHPWM法仿真波形
圖6 SFOPWM原理圖
每幅圖的(b)、（d）部分對應(yīng)的是相電壓和線電壓的波形圖，（c）、（e）部分對應(yīng)的是相電壓和線電壓的頻譜圖。
從仿真結(jié)果可以看出，對于PD型系統(tǒng)，從輸出相電壓中的頻譜圖可以看出，諧波能量主要集中在的載波頻率處，該處的諧波幅值較大，從而使相電壓的THD（計算50次以內(nèi)的諧波）達(dá)到23.94％，其它的諧波分量主要是以載波整數(shù)倍頻率為中心的邊帶諧波，幅值較小。在三相系統(tǒng)的輸出線電壓中，由于各個三角載波同相位，因此載波處的諧波相互抵消，使線電壓的THD降低為12.76％。
對于POD型系統(tǒng)，在相電壓和線電壓中，都沒有載波諧波，但均存在以載波整數(shù)倍頻率為中心的邊帶諧波，且其幅值大于PD型系統(tǒng)中的相應(yīng)幅值，所以，該方法最終得到的相電壓和線電壓的THD分別為22.5％和19.71％。
對于APOD型系統(tǒng)，其頻譜分布與POD型系統(tǒng)很類似，所有諧波基本都位于以載波整數(shù)倍頻率為中心的邊帶上，唯一的區(qū)別就是，POD型中的諧波能量主要集中在載波頻率兩側(cè)邊帶中，而APOD型系統(tǒng)中諧波分布更加均勻，最終得到的相電壓和線電壓的THD分別為22.13％，22.56％。
顯然，在APOD型系統(tǒng)中，由于相應(yīng)諧波在三相系統(tǒng)中，不僅不能相互抵消，有的甚至相互疊加，導(dǎo)致線電壓的THD反而大于相電壓的THD。從上面的三種多電平消諧波PWM法的仿真結(jié)果，可以看出，對于輸出相電壓，三種方法的THD相差不大，但對于輸出線電壓，PD型系統(tǒng)的THD最小，具有明顯的優(yōu)勢，實際應(yīng)用中也最常被采用，從這個角度來說，在三相系統(tǒng)中PD型系統(tǒng)是最優(yōu)的。另外，從仿真結(jié)果可以發(fā)現(xiàn)，在三種形式SHPWM方法的輸出相電壓和線電壓中，從PD型到POD型再到APOD型，帶寬內(nèi)的諧波含量依次增加，即APOD型的傳輸帶寬內(nèi)殘存諧波數(shù)量最多，給輸出濾波帶來了困難，這一現(xiàn)象在頻率調(diào)制比越高，及電平數(shù)越大的情況下將越明顯。
3 開關(guān)頻率優(yōu)化PWM（Switch frequencyo ptimal—SFOPWM）
3.1 SFOPWM法的原理[4]
開關(guān)頻率優(yōu)化PWM法[2]是另一種三角載波PWM方法，這種方法與SHPWM法類似，它們的載波要求相同，但SFOPWM的正弦調(diào)制波中注入了零序分量，對于一個三相系統(tǒng)，這個零序分量是三相正弦波瞬態(tài)最大最小值的平均值。所以SFOPWM法的調(diào)制波是通常的三相正弦波減去零序分量后所得到的波形，零序分量和三相調(diào)制波的計算公式如下：
Vzero=
(3)
Va＊=Va－Vzero(4)
Vb＊=Vb－Vzero(5)
Vc＊=Vc－Vzero(6)
該方法只可用于三相系統(tǒng)，因為注入的零序分量在單相系統(tǒng)系統(tǒng)中無法相互抵消，從而在輸出波形中存在三次諧波，而在三相系統(tǒng)中就不存在這種情況，這一點將在后面的仿真結(jié)果中清晰體現(xiàn)。
3.2 SFOPWM法的仿真結(jié)果和分析
對上述給出的開關(guān)頻率最優(yōu)PWM法（SFOPWM），按照消諧波PWM法PD型系統(tǒng)安排載波波形，其它仿真參數(shù)完全相同，所得仿真波形如圖7所示。由圖可見，在這種PWM方法的輸出相電壓中，諧波能量主要分布在載波頻率處，同時，由于調(diào)制波中零序分量的注入，所以在輸出相電壓中存在明顯的三次諧波，這個諧波在三相系統(tǒng)的線電壓中將相互抵消，最終得到的輸出相電壓和線電壓的THD分別為36.26％，14.40％。可見該P(yáng)WM方法輸出線電壓的THD與PD型的SHPWM方法接近，而其最顯著的優(yōu)點在于，輸出電壓的電壓調(diào)制比可以達(dá)到1.15，所以這種方法最適合希望高電壓利用率的三相電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)。
(a)載波和調(diào)制波波形
（b）相電壓波形
（c）相電壓頻譜
（d）線電壓波形
（e）線電壓頻譜
圖7 SFOPWM法的仿真結(jié)果
4 結(jié)語
從上述對幾種典型的多電平載波PWM方法的原理和仿真結(jié)果的分析可以看出，它們各有自己的優(yōu)缺點，并且這些方法都源自于多電平逆變器PWM方法中，不同控制自由度的組合，由于多電平逆變器控制自由度的增加，其相應(yīng)的PWM方法的數(shù)量將十分巨大。具體而言，在載波方面，多電平逆變器的載波往往不只一個，它的形狀可以是通常的三角波，也可以是鋸齒波等其它波形，對于同一種波形，每個載波至少有頻率，幅值，相位，偏移量等多個自由度；而多電平的調(diào)制波，不僅可以是正弦波，也可以是梯形波，對同一種波形至少有頻率，幅值，疊加零序分量等多個自由度。以上這些控制自由度之間的組合，并進(jìn)一步地與各種多電平逆變器的基本拓?fù)湎嘟Y(jié)合，將產(chǎn)生數(shù)量龐大的多電平PWM控制方法。