詳細(xì)分析了一種運(yùn)用了后級(jí)調(diào)整" title="后級(jí)調(diào)整">后級(jí)調(diào)整技術(shù)的新穎的多路輸出" title="多路輸出">多路輸出正反激" title="反激">反激變流器的工作原理。該變流器可以利用電路的正激部分輸出大功率，而用反激部分輸出小功率。所以，該電路將正激變流器的高效率和反激變流器的低成本的優(yōu)勢(shì)相結(jié)合，同時(shí)后級(jí)調(diào)整技術(shù)還保證了每個(gè)繞組的精確輸出。一個(gè)250W的樣機(jī)驗(yàn)證了該變流器的特點(diǎn)。
關(guān)鍵詞：多路輸出；后級(jí)調(diào)整技術(shù)；正反激變流器；直流/直流
0 引言
目前，有很多電子設(shè)備不但要求電源能提供兩路或更多路相互隔離并具有高調(diào)整率的供電，而且要求電源的效率能不斷地提高，功率密度能不斷地作大，從而減小電路的體積。這幾個(gè)要求相結(jié)合就對(duì)電源設(shè)計(jì)提出了更高的要求。
通常而言，任何一個(gè)用變壓器隔離的，能在副邊提供多個(gè)繞組的拓?fù)涠寄艹蔀槎嗦份敵鲎儞Q器的候選。當(dāng)前，從低成本和相對(duì)較高效率的角度考慮，多路輸出電路多采用多繞組輸出的正激變流器或反激變流器。
多路繞組輸出的反激變流器是多路輸出電路中最簡(jiǎn)單和最容易實(shí)現(xiàn)的。它具有很多的優(yōu)點(diǎn)，比如結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低、容易設(shè)計(jì)等。但是，由于該類電路的整體效率不高，在150W以上的場(chǎng)合中便很少用到。
正激變流器的特點(diǎn)正好與反激變流器相反，該變流器具有整體效率高的優(yōu)點(diǎn)，從而在高功率的場(chǎng)合得到了廣泛使用。但是，由于電路的副邊結(jié)構(gòu)上增加了一個(gè)續(xù)流二極管和濾波電感，成本會(huì)相應(yīng)提高[1]。
在實(shí)際的電路設(shè)計(jì)中會(huì)遇到如下情況，即輸出功率并不是均勻地分布在多路輸出電源中的每路輸出上。也就是其中一、二路要求輸出功率特別大，占了整體輸出功率的80％以上，而其他幾路特別小。如果整個(gè)電路的總功率超過150W。從效率的角度來考慮，在電路拓?fù)渖蠎?yīng)當(dāng)選用正激變流器。但是，如果每一路都用正激電路，那幾路小功率電路就顯得成本太高了而且沒有必要。
針對(duì)這種情況，本文提出了一種新型的多路輸出正反激變流器。該變流器可以利用電路的正激部分輸出大功率，而用反激部分輸出小功率。它是正激變流器和反激變流器的折中，充分將正激變流器的高效率和反激變流器的低成本的優(yōu)點(diǎn)結(jié)合在一起。因此，該電路特別適用于那些多路輸出電路中各路之間輸出功率相差很大的場(chǎng)合。同時(shí)為了能使每一路都能有精確的輸出，在輔路的輸出部分電路中還使用了后級(jí)調(diào)整技術(shù)對(duì)輸出電壓進(jìn)行精確的控制。
1 工作原理
圖1給出了該多路輸出正反激變流器的原理框圖。
圖1 運(yùn)用了后級(jí)調(diào)整技術(shù)的多路輸出正反激變流器
該電路利用了正激變流器中的輸出濾波電感作為其他輔路輸出電路的反激式變壓器。在時(shí)間段(1－D)Ts中，副邊電感上面的能量在各個(gè)輸出之間的分配，在本質(zhì)上是和反激變換電路一樣的(其中D是主管S1的占空比，Ts為開關(guān)周期)。
如同普通的反激式變流器，在沒有對(duì)電路外加其他的后級(jí)調(diào)整措施的情況下，這個(gè)變流器中沒有反饋的其他幾個(gè)輔路輸出的調(diào)整率將會(huì)比較差，通常波動(dòng)在10％左右。如果要求電路的每一路都有精確的輸出，最為常用的方法是在輔路輸出上加線形的穩(wěn)壓芯片（比如7805等）。但是，這將帶來巨大的功率損耗，因此，該方法僅適用在低輸出功率的場(chǎng)合。在中高功率的場(chǎng)合下，常用的方法是磁開關(guān)（magamp）。但在高頻的場(chǎng)合下，后級(jí)調(diào)整技術(shù)（SSPR）具有更多的優(yōu)勢(shì)[2]。所以，本文就利用該技術(shù)在其他輔路輸出繞組上得到精確的輸出電壓。
對(duì)于反激變流器而言，當(dāng)主管關(guān)斷的時(shí)候，能量從原邊電感到負(fù)載側(cè)的傳輸是以電流源的形式進(jìn)行的。更為重要的是，在反激變流器當(dāng)中不存在輸出電感，各路的輸出電壓都將由變壓器的匝比來決定。即反激電路當(dāng)中主路輸出電壓和輔路輸出電壓由式（1）決定。
Uo1/N1=Uo2/N2（1）
在這樣的工作模式下，如果對(duì)于電路不進(jìn)行調(diào)整的話，那么SSPR的電壓阻斷特性在這個(gè)地方將不起作用。所以，在文獻(xiàn)[3]中提出了一個(gè)“分時(shí)復(fù)用”的模式。在這個(gè)模式下面，當(dāng)主管關(guān)斷時(shí)，能量將會(huì)在不同的時(shí)間段中傳輸?shù)讲煌妮敵鲋飞稀榱四軌驅(qū)崿F(xiàn)“分時(shí)復(fù)用”的工作狀態(tài)，則必須滿足式（2）。
Uo1/N1>Uo2/N2（2）
圖2為該電路的幾個(gè)主要工作波形。圖3為該變流器使用了SSPR的各個(gè)階段的等效電路圖。(ugs1為主開關(guān)S1的門極信號(hào)。ugs2為輔助開關(guān)S2的門極信號(hào))
（a）階段1 DTs
（b）階段2 D1Ts
（c）階段3 D2Ts
圖3 各階段的等效電路圖
工作的具體過程如下所述。
該電路的主路輸出Uo1通過反饋控制的PWM對(duì)主管的開通時(shí)間進(jìn)行控制，從而決定了傳輸?shù)阶儔浩鞲边叺哪芰看笮 SPR的作用是在(1－D)Ts時(shí)間段，分別將這些能量傳輸?shù)讲煌妮敵鲋飞希_(dá)到將這部分能量在兩個(gè)輸出Uo1和Uo2之間分配的目的。“分時(shí)復(fù)用”可以通過調(diào)整SSPR的阻斷時(shí)間來實(shí)現(xiàn)。
階段1 在t1時(shí)刻前，在時(shí)間段DTs中，如圖3(a)所示,主管S1導(dǎo)通" title="導(dǎo)通">導(dǎo)通，直流母線上的能量一部分通過正激變壓器存儲(chǔ)在輸出電感L1當(dāng)中，另一部分被傳遞到了主輸出Uo1。
UL1=Us1=Uin/n－Uo1（3）
式中：n為正激變壓器T的變比。
階段2 在t1時(shí)刻后，在時(shí)間段D1Ts（D1為二極管D2導(dǎo)通的占空比）中，如圖3(b)所示，主管S1和二極管D1關(guān)斷，SSPR阻斷了輔路輸出。所以，此時(shí)僅有Uo1支路上的二極管D2導(dǎo)通。電感L1上的電壓Us1被鉗在主輸出電壓Uo1上。
UL1=－Us1=－Uo1（4）
階段3 在時(shí)間段D2Ts（D2為S2的占空比）中，如圖3(c)所示，變壓器副邊的S2已被觸發(fā)導(dǎo)通，D3也導(dǎo)通。通過式（2）可知，L1上的電壓Us1將被鉗位在N1Uo2/N2
UL1=－Us1=－N1Uo2/N2（5）
綜上所述，正激的輸出電感L1不但在階段2將能量傳輸?shù)経o1，而且作為一個(gè)反激變壓器在D2Ts時(shí)間段將能量傳輸?shù)経o2。在一個(gè)時(shí)間段內(nèi)，僅僅只有一個(gè)輸出支路獲得了能量。
時(shí)間段D2Ts可以通過SSPR的反饋控制電路來實(shí)現(xiàn)，而時(shí)間段DTs由正激電路的PWM來控制實(shí)現(xiàn)。由于D＋D1＋D2=1，D1Ts=(1－D－D2)Ts，則D1Ts將由DTs和D2Ts來共同決定。因此，本電路將能得到兩路精確輸出的電路Uo1和Uo2。
假設(shè)正激輸出電感L1上的電流是連續(xù)的，則從L1的伏秒平衡來分析，可得
(Uin/n－Uo1)DTs=Uo1D1Ts＋(N1Uo2/N2)D2Ts（6）
為了簡(jiǎn)化式（6），假設(shè)
ΔU=Uo1－N1Uo2/N2（7）
則
Uo1=(Uin/n－ΔU)D＋ΔU（8）
D=
2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
一個(gè)250W帶2路輸出的樣機(jī)，驗(yàn)證了該變流器工作原理和優(yōu)點(diǎn)。
該變流器的規(guī)格和主要參數(shù)如下：
輸入電壓Uin 220（1±20％）V；
主路輸出電壓Uo1 24V；
主路輸出電流Io 11～10A；
輔路輸出電壓Uo2 12V；
輔路輸出電流Io2 0～1A；
輸出功率Po 250W；
工作頻率f 100kHz；
主開關(guān)S1 IRFP840；
整流二極管D1、D2 MBR20200CT；
整流二極管D3 8TQ100；
變壓器T PQ3230 原副邊的匝數(shù)比為32：8；
電感L1 原副邊匝數(shù)比為40：25，磁芯為ARNOLD公司的A-548127-2；
SSPR的控制芯片 TI公司的UCC3583。
圖4為這個(gè)變換器工作的幾個(gè)關(guān)鍵波形。這些波形表明了當(dāng)柵極信號(hào)ugs2為高電平的時(shí)候，S2導(dǎo)通，電壓uDS1從過去的輸出電壓Uo1變成電壓N1Uo2/N2
(a)S2的ugs2和uDS1 (b)ugs2 and iD2
(c)iD2 and uDS1 (d)iD2 and iD1
圖4 實(shí)驗(yàn)波形
圖5給出了該變流器在不同Po時(shí)的效率曲線，最高達(dá)到了92.4％，滿載時(shí)為89.36％。
圖5 不同輸出功率下的效率曲線
圖6給出了運(yùn)用SSPR前后變流器的負(fù)載調(diào)整率曲線。充分說明應(yīng)用SSPR后，對(duì)于所有的輸出狀態(tài)，輔路輸出都具有良好的調(diào)整率。
（a）當(dāng)輔路輸出為空載的狀態(tài)下
（b）當(dāng)主路輸出為空載的狀態(tài)下
圖6 輔路輸出UO2的負(fù)載調(diào)整率
3 結(jié)語
本文提出的一個(gè)新穎的使用了后級(jí)調(diào)整技術(shù)（SSPR）的多路輸出正反激變流器。它結(jié)合了正激變流器的高效率和反激變流器的低成本的優(yōu)勢(shì)，同時(shí)還能保證實(shí)現(xiàn)每路電壓的精確輸出。該電路特別適合應(yīng)用于那些各路輸出功率很不均衡，同時(shí)要求高效率和精確輸出的場(chǎng)合。一個(gè)250W的樣機(jī)驗(yàn)證了它的優(yōu)點(diǎn)。
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