在脈沖電源中，驅動電路" title="驅動電路">驅動電路的好壞直接關系到逆變器能否正常工作。好的驅動電路首先要保證開關管安全，其次還要使開關管具有較小的損耗。這兩者之間又是矛盾的。因為由功率開關元件引起的損耗主要是開關損耗(開通損耗和關斷損耗)。開關損耗與驅動脈沖信號的上升沿陡度和下降沿陡度有很大關系。下降沿和上升沿越陡，相應的開關損耗就越小，即電壓和電流重迭的時間越短。但是較陡的上升沿和下降沿又會產生過大沖擊電流和電壓尖峰，威脅開關管的安全工作。因此要實現電源安全且高效率的工作，就要抑制或吸收這些電流和電壓尖峰。這里給出了一種變壓器驅動的大功率IGBT" title="IGBT">IGBT模塊電路，它既具有較強的驅動能力，又能很好地吸收電壓和電流尖峰。
1 驅動電路的分析及此種驅動電路存在問題
在中頻脈沖滲碳電源中，能快速進行過流保護是至關重要的，而驅動脈沖無延遲地傳輸，對實時過流保護起至關重要作用；同時為了減少開關損耗，還要求很陡的驅動脈沖上升沿和下降沿；一些特殊場合要求緊湊而簡潔、不附加驅動電源等。綜合考慮以上要求，采用變壓器隔離全橋驅動電路，其電路如圖1所示。
圖1中兩個橋臂各選用一個N-MOSFET和一個P-MOSFET。兩路PWM控制信號1或2為高電平時，即1為高電平，2為低電平，Q1和Q4關斷，Q2和Q3導通，Q5開通。此時，Q2，Q3和T1的原邊繞組就形成通路，脈沖電壓加在T1的原邊，相應的次邊會得到驅動脈沖信號。1，2都為低電平時，Q1，Q2會同時導通，T1原邊被短路，則次邊無脈沖輸出。MOSFET具有開通電阻小，響應快，能提供很大的瞬時開啟IGBT所需的電流，可以保證驅動脈沖有較陡的上升沿和下降沿。需要說明的是，此滲碳脈沖電源的輸出脈沖控制芯片采用UC3825，屬于峰值電流控制型芯片，自身具有防偏磁的能力，無需加隔直電容來防止偏磁；相反，當加隔直電容時，出現兩路PWM控制信號不能同時關閉的問題，在去掉此隔直電容后，問題消失。因此，在使用隔直電容防偏磁時，要注意所用芯片的控制模式。
上面給出的驅動電路雖然解決了驅動信號無延時傳輸和提供了有較陡上升沿和下降沿的驅動脈沖，但又出現了驅動脈沖的上升沿有過沖和下降沿有很大的關斷尖峰。上升沿的過沖主要是由漏感產生的，具體分析及消除此過沖的方法已有詳盡討論。下降沿的關斷尖峰主要是勵磁" title="勵磁">勵磁電感產生的。一般減小這兩種尖峰都是通過增加 Rg(門極" title="門極">門極電阻)來實現，但是增大Rg會減緩驅動脈沖上升沿和下降沿的陡度，而增大開關損耗。
此電路具體工作過程分析如下：圖2是一個脈沖周期，當正脈沖上升沿(t0～t3)到來時(這里只考慮正脈沖)，電容C相當于短路，通過二極管D和電容C可以給IGBT提供很大的瞬間電流，把驅動脈沖的上升時間縮短。圖2中正脈沖就是IGBT的驅動信號，這個負脈沖的上升沿又是由另外一路驅動脈沖感應過來的，所以所要討論的就是另一路驅動脈沖的下降沿尖峰，這四路輸出脈沖是一樣的，所以只要討論一路。但是為了直觀、完整，這里就把它看作是本路負脈沖的上升沿來討論(下面提到的負脈沖都是這種情況)。當然穩壓管" title="穩壓管">穩壓管這條支路也有電流流過，但是與加速電容" title="加速電容">加速電容C這條支路相比就很小。若不加電阻R，這個電容會經過幾個脈沖周期充滿電荷，而失去加速作用，所以要求電容C的電荷在每個周期上升沿到來時，電容上無存儲電荷。因此在電容上并聯一小阻值的電阻，給電容提供放電回路。在脈沖平頂期(t3～t4)時，IGBT的輸入門極電容已經充滿，門極保持高電平，此時IGBT的G-E之間相當于斷開，變壓器次邊保持高電平。當脈沖下降沿(t4～t9)到來時，IGBT的輸入電容在這段時間反向放電，需緩關，如果放電速度太快會引起極大的關斷尖峰，因此需阻斷通過加速電容加速放電，故在加速電容前面串聯一個快恢復二極管，使其只通過穩壓管放電。穩壓管可以很好地吸收其尖峰，并可以控制其下降沿的陡度。
改進電路部分所加器件可以看成一個可變電阻：這個電阻在脈沖上升沿開始到IGBT彌勒平臺時(t0～t2)，電阻值是很小的，主要是充電電流從加速電容這條支路流過，從而不斷加快對IGBT門極電容的充電。IGBT的彌勒平臺這段時間內，隨著電容上電壓升高，其充電電流速率在逐漸減小，到彌勒平臺結束時，其充電電流速率為零，充電電流達到最大。這個可以從門極電阻上電壓波形得到證實。在上升沿結束(t3)時，充電電流減小到幾乎為零，從而不會出現過沖尖峰。在加速電容前加一個反向二極管阻斷其快速放電通道。圖3是原始的驅動波形圖；圖4為附加電路驅動波形；圖5為滿負載時驅動波形圖。
2 驅動電路改進方法分析
圖1中用框標出的電路就是對原有驅動電路的改進。通過在門極增加穩壓管、二極管、電容和電阻，可以較好地吸收上升沿、下降沿和尖峰。
由圖3和圖4比較可以看出，在較小延時的情況下，應把尖峰減到最小。從圖3可以看出，要減小的尖峰主要是負脈沖后沿的過沖尖峰，因為這個尖峰極有可能達到IGBT的開啟電壓(Vth)，這樣就會造成同一橋臂的兩個IGBT直通；同時由圖5可以看出，在滿負載(600 V／30 A)狀態下，驅動波形具有很好的穩定性，而且沒有大的尖峰，這就保證了IGBT穩定、安全的工作。
驅動等效電路如圖6所示。其中，Lm為變壓器次邊的勵磁電感；Z1為穩壓管(其反向相當于一個二極管，所以圖中就用一個二極管來代替)；Rg為驅動電阻，Cgs為IGBT的柵極和源極之間電容；R1為線路等效電阻。由等效電路可知：
R1實際值很小，可以忽略。穩壓二極管并聯在D1，C1兩端，它的電壓是D1和C1兩端電壓之和。穩壓二極管是隨電流大小自動調整的“可變”電阻。通過改變電阻來控制上升沿和下降沿的速率，從而達到控制過沖尖峰的大小。實測Rg與驅動變壓器次邊反向波形如圖7所示。Rg上電壓波形即為勵磁電感上流過的電流波形。正脈沖下降沿的過沖尖峰由勵磁電感造成的：
由式(2)可以看出，在相同電流變化率情況下，勵磁電感越小，勵磁電感上的電壓尖峰也越小，相應的IGBT G-S之間電壓尖峰也越?。煌瑫r減小勵磁電感還可以減小漏感，但是勵磁電感減小會造成脈沖平頂的斜率加大，所以要綜合考慮各種情況。
3 結語
通過對上面改進電路的詳細分析知道，威脅開關管安全的驅動脈沖過沖尖峰主要是由勵磁電感決定的，因此盡可能減小勵磁電感是減小過沖尖峰的最直接方法，同時還與穩壓管的性能有很大關系。脈沖前沿上升率主要由加速電容決定，電容過小，會出現驅動脈沖前沿過緩，過大會有尖峰，所以要取合適的加速電容。電容的大小一般通過多次實驗來確定。這個電容大小的選擇既要考慮使脈沖上升沿較陡，又不出現尖峰。
此驅動電路已在中頻脈沖滲碳電源中應用，配合器件過流過壓保護電路，能較好地滿足200 A／1 200 VIGBT模塊的驅動要求。同時對驅動大功率的MOSFET等場驅動開關管都有很好的借鑒作用。
