1 引言
傳統(tǒng)的開關電源大多使用由分立的共模電感、差模電感和X，Y電容等構成單級或多級的無源濾波器，這些濾波器無一例外地均應用了較多的無源元件，如濾波電感和電容。而且由于國際上對電磁兼容的標準越來越嚴格，許多時候一級濾波器不能滿足電磁兼容的要求，而必須使用兩級或者多級，這就增大了無源濾波器的體積，從而也增大了損耗。此外，由于無源組件的分布電容和引線電感等分布參數(shù)（如差、共模電感的繞組分布電容和濾波電容的串聯(lián)等效電感等）對濾波效果影響都很大，特別是在高頻區(qū)域段，這些分布參數(shù)的影響會更加嚴重，且難以控制，從而大大衰減了高頻濾波特性。作為共模和差模濾波電感的主要元件——磁芯，其電磁參數(shù)具有頻變特性，并且磁芯本身的性能也受到工藝水平及制作材料的限制，這給它的應用帶來了諸多限制。因此，如何在提高開關電源的功率密度和開關頻率，實現(xiàn)開關電源模塊化和集成化的同時，解決由此引起的更加嚴重的電磁干擾則是電力電子技術研發(fā)人員面臨的關鍵問題。
總體看，傳統(tǒng)的無源EMI濾波器存在下述不足：①體積大，造價高，因此不能滿足開關電源日益小型化、高密度化的需要；②無源濾波器的衰減頻帶較窄，在低頻段要靠增大電感和電容值來提高其插入損耗，而在高頻段由于分布參數(shù)的影響有可能引起不必要的振蕩而影響到濾波特性；③當今要求開關電源成為體積小，重量輕，效率高，可靠性高，功率密度高的“綠色電源”，但由于作為開關電源重要組成部分的濾波器，體積的減小是有限度的，因此制約了開關電源的發(fā)展。
無源濾波器的上述缺點注定它在電磁污染日益嚴重的今天不能滿足濾波技術的需要。而有源EMI濾波器，采用了有源消去技術，很好地抑制了EMI噪聲電流，并可對它進行動態(tài)補償和調整，且不會對系統(tǒng)的穩(wěn)定性造成不利影響；此外，與無源濾波器相比，由于有源EMI濾波器采用了半導體器件和電子電路，因而可使體積變小，重量變輕，這有利于集成封裝，所以已成為業(yè)界對其進行研究的一種新趨勢和發(fā)展方向[1-4]。
2開關電源有源共模EMI濾波器
2.1有源共模EMI濾波器基本原理
有源EMI濾波技術的實質是對噪聲信號進行實時補償。這里提出的有源共模EMI濾波器（Active Common-mode Filter，簡稱ACMF）基本原理是先采樣共模信號，然后通過反饋，動態(tài)輸出一個與所采樣的噪聲電流（電壓）大小相等、方向相反的補償電流（電壓），其實質是為共模電流提供一個極低阻抗的內部回路。圖1示出其原理圖。其中，Path1指共模噪聲源S1通過分布電容CD流入地的共模電流路徑，在無濾波器時共模噪聲inoise將通過CP全部注入地。ACMF將產(chǎn)生一個補償電流，為inoise提供低阻抗分流支路Path2，從而使其盡量沿Path2路徑流過。理想時icomp=-inoise，可使流入地的共模電流為零，從而達到衰減共模電流的目的，以滿足電磁干擾的標準。
2.2 ACMF設計
分析了傳統(tǒng)無源電磁干擾（Electromagnetic Interference，簡稱EMl）濾波器的缺點，提出有源共模濾波器的設計思想，并分析了其工作原理。以一臺反激式開關電源為對象，研究上述開關電源ACMF的設計與應用。圖2a示出ACMF在開關電源系統(tǒng)中的連接。圖中，用虛線連接于反激式電源變壓器初次級地之間的共模濾波電容Cy具有較好濾波效果，但因受漏電流安規(guī)要求的限制，其值不能太大。在此擬用提出的ACMF取代Cy，以增強對共模干擾的濾波效果。圖2b示出ACMF的具體電路。它由一個寬帶高速運算放大器U為核心的器件構成。
由于ACMF網(wǎng)絡處理共模干擾信號的特殊性，所以對電路中一些元器件的選擇也存在一些特殊要求。ACMF電路中關鍵元器件的選取和設計如下：
?。?）運算放大器U的選擇因為共模干擾的頻譜范圍較寬，所以要求處理它的運算放大器的頻帶寬，響應速度快，對輸入電壓中的共模電壓有較高的抑制，并能輸出較大的電流。這里選擇單位增益可達 200MHz，輸出電流為l00mA的高速電壓反饋式運放LM7171，它的工作電壓較寬，為5.5-36V。通常情況下，開關電源的高頻變壓器都會有一個輔助繞組給PWM/PFM控制芯片提供電源，這樣運算放大器的工作電壓可直接從該輔助繞組經(jīng)整流后獲得，如圖2a中的#1，接至繞組后，就在#1與#2之間很方便地給運算放大器提供工作電源。
?。?）負反饋網(wǎng)絡參數(shù)的確定由于ACMF網(wǎng)絡采用電壓檢測、電流補償，可寫出ACMF的增益Aiv為： 
設#2，#3之間的阻抗為Z，則： 
為便于分析，設 
則Z可進一步表示為： 
若能使Z=0，則UAB=0，從而實現(xiàn)了圖2中反激式電路初次級地A、B兩點間理論上的短路，此時為最理想的情況。由式（3）可知，要實現(xiàn)理想情況，就要求反饋網(wǎng)絡的增益盡可能大，增益越大，Z越小，補償效果越好；但同時在實際運用中，從系統(tǒng)的穩(wěn)定性出發(fā)，為避免振蕩，特別是高頻情況下的環(huán)路增益不可能太大，所以往往是在穩(wěn)定性和增益間折衷選擇。試驗中，反饋網(wǎng)絡取Rf=470kΩ， R4=10Ω。
（3）電容的選擇輸出耦合電容C6把輸出電壓耦合到電路中，同時也起到ACMF與主電路間的隔離作用。這里，C6選取高頻特性好的高頻電容。
在ACMF網(wǎng)絡中，由于運算放大器工作時反相端與同相端之間的“虛短”，C4和變壓器初次級之間的耦合電容Cps串聯(lián)，故可通過C4采樣到共模電壓，并輸入至運算放大器的反相端，再經(jīng)過由Rf,R4,C4組成的運算放大器反饋網(wǎng)絡以及C6和R5，，即可輸出一個反方向的動態(tài)補償電流，從而使共模電流在 ACMF網(wǎng)絡內部循環(huán)，這大大減少了流入地的共模電流，達到了衰減，甚至消去共模電流的目的。
由于ACMF跨接在變壓器的初次級之間，且它代替的Cy一端需接地，故設計的ACMF電路必須滿足變壓器初次級隔離要求及對地漏電流的安規(guī)要求。
上述兩點在電路設計中可通過下述措施予以保證。
?。?）電源不工作時的打耐壓試驗。此時，有源濾波器不起作用，對其進行耐壓試驗時，高壓高頻電容C6串聯(lián)在高壓脈沖電路中，所以不影響對變壓器打耐壓的要求；實驗電路中C4～C6均取為560pF值，且耐壓滿足安規(guī)要求的安規(guī)電容。
（2）圖2a中#2與#3間的阻抗Z表達式見式（3）。
由式（3）可作出圖3所示的交流阻抗Z的頻率特性曲線。為便于比較，圖中給出了#2與#3之間只跨接Cy=560pF時的阻抗Z2。表1示出Z和Z2在部分頻率下的阻抗值。由圖3和表1可見，在400Hz以下及工頻的低頻段，ACMF并未顯著降低阻抗；在150kHz以上的高頻段，ACMF表現(xiàn)出很低的阻抗，所以ACMF在給高頻共模干擾提供極低阻抗通路的同時，不會增大開關電源對地的工頻漏電流。
2.3 實驗結果及分析
現(xiàn)以一臺輸出功率為60W（19.5V/3.5A），開關工作頻率為58kHz的反激開關電源為例進行試驗，以驗證設計的ACMF電路對共模干擾的抑制效果。實驗中，實驗樣機未加任何無源共模濾波器，只加了由0.47μF，0.22μF兩個差模電容和一個12.74μH差模電感構成的差模濾波器，以濾除差模噪聲，突出觀察設計的ACMF對共模噪聲的濾波效果。由圖2及共模噪聲傳播信道可知，A和B兩點間的電壓實際上就是LISN共模噪聲采樣電阻兩端的電壓，因此可先用示波器測量這兩點間電壓的變化來判斷ACMF對共模噪聲的衰減作用。圖4a 示出采用示波器測得實驗樣機在采用ACMF或和不采用ACMF，但Cy=560pF時A，B兩點間的電壓uAB實驗波形?？梢?，使用ACMF后，uAB大大減小。這表明設計的ACMF對共模噪聲有明顯的抑制作用。
進一步采用ER55C型EMI接收機對設計的有源EMI濾波器做傳導實驗。圖5示出由接收機測量得到的開關電源實驗樣機的共模噪聲?？梢姡瑐鲗嶒炞C明，設計的ACMF有效地抑制了共模噪聲。
3 結論
（1）由于有源EMI濾波器采用了半導體器件，使其在體積、重量和損耗方面，都比傳統(tǒng)的無源濾波器有明顯的優(yōu)勢。
（2）仿真和實驗結果證明，提出并設計的有源 EMI濾波器工作穩(wěn)定，在規(guī)定的傳導干擾頻率范圍內獲得了良好的濾波效果。十分符合開關電源集成化和高密度化的需要。
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