0 引言
彎折線" title="彎折線">彎折線結構在減小天線尺寸和改善天線帶寬特性方面，已經成為現代天線設計的新熱點。為了改善彎折線天線的性能，研究者針對不同的應用和特性要求，提出了多種改進結構，其中主要有雙彎折線天線、折疊式彎折線天線、立體式彎折線天線、漸變式彎折線天線、行波彎折線天線和彎折線縫隙天線。
本文提出一種背面帶有耦合貼片的非均勻彎折線單極子天線" title="單極子天線">單極子天線。通過時域有限差分法，研究彎折線各彎折節的幾何尺寸對天線諧振特性的影響，并對耦合貼片的作用進行了分析，最后得到一種頻帶覆蓋IEEE 802．11b／g(2．4～2．484 GHz)和IEEE802．11a(5．15～5．35GHz，5．725～5．825 GHz)的雙頻天線，能夠滿足WLAN" title="WLAN">WLAN應用。
1 天線建模與結構參數分析
非均勻彎折線的單極子天線結構如圖1所示。基板選用Rogers4350B基板，厚度為0．762 mm，相對介電常數為3．48。為了分析方便，將輻射元分成了3段；天線的饋電采用了50 Ω的微帶線。
1．1 彎折節幾何參數對天線性能的影響
依次改變各彎折節的線長Ln(n=1，2，3)和線寬Wn(n=1，2，3)，計算出天線的第一諧振頻率f1和第二諧振頻率f2。通過比較f2／f1的變化來研究各彎折節幾何參數對天線諧振特性的調節作用。
圖2示出了天線f2／f1隨各彎折節線長Ln的變化情況。圖2中，W=58 mm，L=38 mm，LG=17 mm，HB=3 mm，S1=S2=S3=1 mm，W1=W2=W3=2mm。
圖2(a)～圖2(f)顯示了幾乎相同的變化趨勢。隨著彎折節線長Ln的增加，f2／f1逐漸減小，兩個諧振模式相互靠近。改變彎折線天線中各彎折節的線長，可以實現對第一和第二諧振模式的調整。
圖3給出了天線f2／f1隨著各彎折節線寬Wn的變化情況。圖3中，W=58 mm，L=38 mm，LG=17 mm，HB=3 mm，Sl=S2=S3=1 mm，L1=L2=L3=5 mm。與圖2中隨彎折節線長Ln的變化相比，f2／f1隨彎折節線寬Wn的變化較為復雜。
圖3(a)顯示了當W2=1 mm時，天線f2／f1隨著W1的變化情況。可以看出，隨著W1的增加，f2／f1逐漸減小，兩個諧振頻率逐漸靠近，并且在不同的W3下幾乎保持著幾乎相同的減小速率。
圖3(b)顯示了W3=1 mm時，天線f2／f1隨W1的變化情況。可以看出，隨著W1的增加，f2／f1逐漸減小，但隨著W2的增大，f2／f1減小的速率逐漸變小，最后幾乎保持不變。
圖3(c)顯示了W1=2 mm時，天線f2／f1隨W2的變化情況。在W3較小時，隨著W2的增加，f2／f1先是呈現增大趨勢；而后，當W3增大到某一值時，f2／f1幾乎不隨W2的變化而變化；最后，隨著W3的繼續增大，f2／f1又呈現減小趨勢。
圖3(d)顯示了W3=2 mm時，天線f2／f1隨W2的變化情況。可以看出，在W1較小時，f2／f1先是呈現減小趨勢；而后，當W1增大到某一值時，f2／f1幾乎不隨W2的變化而變化；最后，隨著W1的繼續增大，f2／f1又呈現增大趨勢。
圖3(e)顯示了W1=1 mm時，天線f2／f1隨W3的變化情況。隨著W3的增加，f2／f1逐漸增加，并且隨著W2的增加，f2／f1增加速率逐漸減小。
圖3(f)顯示了W2=1 mm時，天線f2／f1隨W3的變化情況。隨著W3的增加，f2／f1逐漸增加，并且在不同的W1取值下，基本保持相同的增加速率。
彎折線的線寬對天線f2／f1的影響，可以理解為改變彎折節的線寬就改變了第一和第二諧振模式的輻射電流分布狀態，進而改變這兩個模式下輻射元的有效電長度，就造成了f2／f1的變化。W1和W3的作用正好相反，隨著W1的增加，f2／f1減小；隨著W3的增加，f2／f1增加；W2的作用正還處在W1和W3之間。根據上面的討論可以得到，改變彎折線中天線各彎折節的線寬，可以實現對f2／f1的調整。
1．2 耦合貼片幾何參數對天線性能的影響
圖4(a)顯示了耦合貼片的寬度(WB)分別取5 mm，7 mm，9 mm，11 mm和13 mm時，天線的回波損耗仿真曲線。耦合貼片的寬度對天線諧振性能的影響主要集中在高頻段。隨著耦合貼片寬度的增加，由耦合貼片產生的諧振模式匹配特性變好，同時本征高次模式向低頻移動并逐漸消失。
圖4(b)顯示了耦合貼片長度(LB)分別取7 mm，9 mm，11 mm，13 mm和15 mm時，天線的回波損耗仿真曲線。隨著耦合貼片長度的增加，天線的最低諧振模式向低頻移動，同時匹配特性變好，但是阻抗帶寬減小。對于高頻段，當LB的取值小于9 mm時，耦合貼片產生的諧振模式并沒有出現，出現這種情況的原因可能是由于耦合貼片產生的諧振模式與本征高次模式重合。隨著LB繼續增加，耦合貼片產生的諧振模式出現并向低頻方向移動，同時高頻段的兩個模式漸漸遠離。
圖4(c)顯示了耦合貼片距接地板高度(HB)分別為1 mm，2 mm，3 mm，4 mm和5 mm時，天線的回波損耗仿真曲線。從圖中可以看出，所有諧振模式都向低頻方向移動。當耦合貼片距接地板高度為2～3 m之間時，高頻段出現兩個諧振模式；隨著耦合貼片距接地板高度繼續增加時，高頻段的兩個諧振模式遠離，同時匹配特性變差。
從上面的討論可以得到，耦合貼片對天線性能的影響主要集中在高頻段。合理選擇耦合貼片的幾何尺寸和距接地板的高度，可以在不影響天線第一諧振模式的基礎上，改善第二諧振模式的匹配特性，并擴展阻抗帶寬。
2 天線實際測試結果
在綜合考慮阻抗帶寬和輻射特性的基礎上，得到了以下的最優化天線幾何參數，其中L=29 mm，L1=6 mm，L2=6 mm，L3=6．5 mm，W1=3 mm，W2=1 mm，W3=2．5 mm，S1=S2=S3=1 mm，LB=11 mm，WB=9 mm，WG=26 mm，HB=3 mm，LG=7 mm，LMS=10 mm。天線實物如圖5所示。
圖6示出了非均勻彎折線單極子天線的回波損耗曲線。從圖中可以看出，仿真結果與實際測試結果比較吻合。低頻段測得的阻抗帶寬(S1-1<-10 dB)約為O．5 GHz(2．2～2．7 GHz)；高頻段實際測得的阻抗帶寬(S11<-10 dB)約為1．8 GHz(4．48～6．28 GHz)。圖7(a)～(c)分別示出了非均勻彎折線單極子天線在2．442 GHz，5．25 GHz和5．775 GHz時的增益圖，增益分別為0．7 dBi，1．65 dBi和2．3 dBi。
3 結語
提出一種背面帶有耦合貼片的平面非均勻彎折線單極子天線，通過改變彎折線各彎折節的幾何尺寸來調節彎折線天線中第一和第二諧振頻率的相對位置，達到雙頻可調的目的；通過背面耦合貼片來改善彎折線天線高次諧振模式的諧振特性，最后設計出一種頻帶覆蓋IEEE 802．11b／g(2．4～2．48 GHz)和IEEE 802．11a(5.15～5.35GHz，5．725～5．825 GHz)的雙頻彎折線單極子天線，在2．442 GHz，5．25 GHz和5．775 GHz的增益分別為0．7 dBi，1．65 dBi和2．3 dBi，能夠滿足WLAN應用。
