本文較深入地討論了兩種常用模式的RCD Snubber電路：抑制電壓上升率模式與電壓鉗位模式，詳細(xì)分析了其各自的工作原理，給出了相應(yīng)的計(jì)算公式，最后通過實(shí)驗(yàn)提出了電路的優(yōu)化設(shè)計(jì)方法。

RCD Snubber電路的基本類型及其工作原理

RCD Snubber是一種能耗式電壓關(guān)斷型緩沖器，分為抑制電壓上升率模式和電壓鉗位模式兩種類型，習(xí)慣上前者稱為RCD Snubber電路，而后者則稱為RCD Clamp電路。

為了分析方便，以下的分析或舉例均針對反激電路拓?fù)洌_關(guān)器件為功率MOSFET。

圖1 常用的RCD Snubber電路

抑制電壓上升率模式

對于功率MOSFET來講，其電流下降的速度較GTR或IGBT快得多，其關(guān)斷損耗的數(shù)值要比GTR或IGBT小，但是這個損耗對整個小功率的電源系統(tǒng)也是不容忽視的。因此提出了抑制電壓上升率的RCD Snubber。

如圖1所示，在開關(guān)管關(guān)斷瞬間，反激變壓器的漏感電流需要按原初始方向繼續(xù)流動，該電流將分成兩路：一路在逐漸關(guān)斷的開關(guān)管繼續(xù)流動;另一路通過Snubber電路的二極管Ds向電容Cs充電。由于Cs上的電壓不能突變，因而降低了開關(guān)管關(guān)斷電壓上升的速率，并把開關(guān)管的關(guān)斷功率損耗轉(zhuǎn)移到了Snubber電路。如果Cs足夠大，開關(guān)管電壓的上升及其電流的下降所形成的交叉區(qū)域?qū)M(jìn)一步降低，可以進(jìn)一步降低開關(guān)管的關(guān)斷損耗。但是Cs的取值也不能過大，因?yàn)樵诿恳粋€關(guān)斷期間的起始點(diǎn)(也就是開通期間的結(jié)束點(diǎn))，Cs必須放盡電荷以對電壓上升率進(jìn)行有效的抑制;而在關(guān)斷期間的結(jié)束點(diǎn)，Cs雖然能降低開關(guān)管電壓的上升時間，但其端電壓最終會達(dá)到()(為忽略漏感時的電壓尖峰，為次級對初級的反射電壓)。

關(guān)管導(dǎo)通的瞬間，Cs將通過電阻Rs與M所形成的回路來放電。Snubber的放電電流將流過開關(guān)管，會產(chǎn)生電流突波，并且如果某個時刻占空比變窄，電容將不能放盡電荷而不能達(dá)到降低關(guān)斷損耗的目的。

可見，Snubber電路僅在開關(guān)過渡瞬間工作，降低了開關(guān)管的損耗，提高了電路的可靠性，電壓上升率的減慢也降低了高頻電磁干擾。

電壓鉗位模式

RCD Clamp不同于Snubber模式，其目的是限制開關(guān)管關(guān)斷瞬間其兩端的最大尖峰電壓，而開關(guān)管本身的損耗基本不變。在工作原理上電壓鉗位模式RC的放電時間常數(shù)比抑制電壓上升率模式更長。

以圖2為例分析電路的工作過程，并且使用工作于反激式變換器的變壓器模型。反激式變壓器主要由理想變壓器、激磁電感與漏感組成。

圖2反激式變換器的Clamp電路

會發(fā)生高頻諧振而使開關(guān)管DS兩端電壓升高，但是由于漏感產(chǎn)生的VSPIKE的能量能夠及時轉(zhuǎn)移到CC中，而使CC的端電壓從次級反射電壓VOR上升到最大值(VOR+VSPIKE);當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時，CC通過電阻RC放電，這樣在下個周期開關(guān)管關(guān)斷前，能夠使得CC的端電壓從(VOR+VSPIKE)恢復(fù)到VOR。這樣，只要能夠合理設(shè)置時間常數(shù)，就能保證在一個周期內(nèi)將漏感轉(zhuǎn)移到CC中的能量釋放完畢。

CC端電壓在理想情況下基本上是恒定的，僅在充、放電時存在一個變化量VSPIKE。而漏感的電流始終和初級電流串聯(lián)的，所以漏感電流的下降過程就是次級電流的上升過程。而漏感電流的下降過程是由RCD Clamp電路CC上的壓降和反射電壓VOR的差值決定的，差值越大電流下降就越快，能量傳輸也越快，因而效率會明顯提高。所以，此時開關(guān)管DS的電壓為(+VOR+VSPIKE)。這樣漏感兩端的電壓將為VSPIKE(一般可取10V"20V)，如圖3所示。由法拉第定律可知因漏感引起的初、次級能量傳輸?shù)难舆t時間為：(8)其中，IP為在開關(guān)管關(guān)斷時電感的峰值電流。