0 引言

　　文獻[1][2]提出的移相ZVS PWM DC／DC全橋變換器的主要缺陷是占空比丟失嚴(yán)重；文獻[l][3]提出的移相ZCZVS PWM Dc／DC全橋變換器的主要缺陷是滯后橋臂開關(guān)管的電壓應(yīng)力增大，這都不適用于大功率沖擊負(fù)載和飛機、白行火炮、坦克、導(dǎo)彈等武器裝備的起動電源。本文提出了適用于大功率沖擊負(fù)載的一種移相全橋變換器的電路拓?fù)洌治隽斯ぷ髟恚瓿闪?000A直流穩(wěn)壓電源的設(shè)計，給出了實驗結(jié)果。

　　l 一種大功率移相全橋變換器

　　l.1 電路拓?fù)?/p>

　　大功率變壓器副邊串聯(lián)移相DC／DC全橋變換器的電路拓?fù)淙鐖D1所示。Cb是阻斷電容，Lr是上逆變器的漏感。lGBT模塊S1～S4控制方式為移相控制，稱S1和S3組成的橋臂為超前橋臂，S2和S4組成的橋臂則為滯后橋臂，D1~D4為IGBT模塊體內(nèi)二極管。下逆變器與上逆變器完全一樣。

　　l.2工作原理

　　圖2給出了該變換器的主要波形。uAB為A、B兩點間電壓，uCD為c、D兩點間電壓，Vin為輸入直流電壓。假設(shè)變壓器r的原邊電流ip方向自下而上為正，阻斷電容Cb電壓ucb方向為左正右負(fù)，C1=C3=C2=C4=Cr，濾波電感(n足變壓器原、副邊匝比)。在一個丌關(guān)周期中，有12種開關(guān)模態(tài)，各開關(guān)模態(tài)分析如下。

　　1)開關(guān)模態(tài)O[t0時刻]在t0時刻，S1和S4導(dǎo)通。原邊電流i0流經(jīng)S1、阻斷電容Cb、漏感Lr、變壓器T原邊繞組N1以及S4。整流管DR1導(dǎo)通，DR2截止，原邊給負(fù)載供電。原邊電流ip給阻斷電容CR2充電。輸出濾波電感Lf足夠大，可以將它看成一個電流源。此時，原邊電流ip=Ipo=Io/n，Io是輸出負(fù)載電流。在to時刻阻斷電容Cb電壓vCb=Vcb(t0)。

　　2)開關(guān)模態(tài)1[t0,t1]在t0時刻關(guān)斷S1,ip從S1中轉(zhuǎn)移到C3和C1中，給C1充電，同時C3被放電。在這個時段里，Lf折算到原邊的電感n2Lf和漏感Lr串聯(lián)，而且Lf很大，可以認(rèn)為i0近似不變，類似于一個恒流源，其大小為ip=Ipo=Io/n。原邊電流i0繼續(xù)給阻斷電容Cb充電。C1的電壓vc1從零開始線性上升．C3的電壓vc3從Vim開始線性下降。有

　　因此S1是零電壓關(guān)斷。在t1時刻，C3的電壓下降到零，S3的反并二極管D3自然導(dǎo)通，從而結(jié)束開關(guān)模態(tài)l0該模態(tài)的持續(xù)時間為在t1時刻，阻斷電容Cb上的電壓為

　　3)開關(guān)模態(tài)2[t1,t2]導(dǎo)通后，在t′1時刻，開通S3,S3是零電壓開通。S3與S1驅(qū)動信號之間的死區(qū)時間td(lead)>t01,即

　　在這段時間里，D3和S4導(dǎo)通，A、B兩點電壓uAB等于零。此時加在漏感上的電壓為阻斷電容電壓vCd而變壓器原、副邊繞組電壓均為零，變壓器副邊兩個整流二極管DR1和DR2同時導(dǎo)通。在這個時段里，雖然濾波電感Lf折算到原邊的電感為零，但足由于漏感還是較大，所以原邊電流稍微減小，阻斷電容電壓繼續(xù)充電。因此，可認(rèn)為在這個開關(guān)模態(tài)中，原邊電流基本不變，阻斷電容電壓是線性上升，即

　　式中：Tn為開關(guān)周期；Ds為原邊占空比。

　　4)開關(guān)模態(tài)3[t2,t3]在t2時刻，關(guān)斷S4原邊電流ip轉(zhuǎn)移到C2和C4中，一方面抽走C2上的電荷，另一方面同時義給C4充電。由于C2和C4的存在，S4的電壓是從零慢慢上升的，因此S4是零電壓關(guān)斷。此時vAB=-vC4,而vAB的極性自零變?yōu)樨?fù)。由于整流管DR1和DR2同時導(dǎo)通，將變壓器副邊繞組短接，變壓器副邊繞組電壓為零，原邊繞組電壓也為零，vAB直接加在漏感Lr及Cb上，因此在這段時間里L(fēng)r和C2、C4在諧振工作。原邊電流ip和電容C2及C4的電壓分別為在t3時刻，C4的電壓上升到Vin，D2自然導(dǎo)通，結(jié)束該開關(guān)模態(tài)。它的持續(xù)時間為

　　在t3時刻，C4的電壓上升到Vin，D2自然導(dǎo)通，結(jié)束該開關(guān)模態(tài)。它的持結(jié)時間為

　　5)開關(guān)模態(tài)4[t3,t4]在t3時刻，D2自然導(dǎo)通，將S2的電壓箝在零，此后就可以開通S2，S2是零電壓開通。S2和S4驅(qū)動信號之間的死區(qū)時間td(lag)>t23，即

　　雖然此時S2已開通，但S2不流過電流，i0由D2流通，漏感的儲能回饋給輸入電源。由于副邊兩個整流管同時導(dǎo)通，因此變壓器副邊繞組電壓為零，原邊繞組電壓也為零，這樣電源電壓Vin加在諧振電感Lr兩端，原邊電流ip線性下降。

　　到t4時刻，原邊電流從ip（t3)下降到零，二極

　　管D2和D3自然關(guān)斷，S2和S3中將流過電流。開關(guān)

　　模態(tài)4的持續(xù)時間為

　　S2和S4驅(qū)動信號之間的死區(qū)時間td(lag)

　　到t4時刻，原邊電流ip從下降到零，阻斷電容電壓vcb為最大值Vcbp。在這個開關(guān)模態(tài)中，可認(rèn)為阻斷電容電壓vcb基本不變?yōu)閂cbp。

　　6)開關(guān)模態(tài)5[t4,t5]在t4時刻，原邊電流由正方向過零，并且向負(fù)方向增加，流經(jīng)S2和S4。由于原邊電流仍不足以提供負(fù)載電流，負(fù)載電流仍由兩個整流管提供回路，因此原邊繞組電壓仍然為零，加在漏感Lr和阻斷電容Cb的電壓是電源電壓Vin，原邊電流反向線性增加。

　　到t5時刻，原邊電流達到副邊折算到原邊的負(fù)載電流-Ipo值，該開關(guān)模態(tài)結(jié)束。此時，整流管DR1關(guān)斷，DR2流過全部負(fù)載電流。開關(guān)模態(tài)5的持續(xù)時間為

　　在這個開關(guān)模態(tài)中，也認(rèn)為阻斷電容電壓vcb基本不變?yōu)閂cbp。

　　7)開關(guān)模態(tài)6[t5,t6]從t5時刻開始，原邊向負(fù)載提供能量，同時給阻斷電容反向充電。輸出整流管DR1自然關(guān)斷，所有負(fù)載電流均流過DR2在這個開關(guān)模態(tài)中，有

　　在t6時刻，關(guān)斷S3，開始另一個半周期[t6，t12]，其工作情況類似于前面描述的[t0,t6]。

　　由以上分析知，阻斷電容電壓vcb最大值Vcbp近似為

　　l.3技術(shù)特點

　　變壓器副邊串聯(lián)移相DC／DC全橋變換器的超前橋臂容易實現(xiàn)ZVS，滯后橋臂實現(xiàn)ZVS需要一個最小的負(fù)載電流來保證，基本實現(xiàn)軟開關(guān)，使開關(guān)損耗、電磁干擾小，特別是對于沖擊負(fù)載。副邊占空比的丟失明顯減小。能承受較大沖擊負(fù)載電流。功率開關(guān)管的數(shù)量多，有利于開關(guān)管散熱設(shè)計，以便控制機內(nèi)溫升。

　　2 l000A直流穩(wěn)壓電源的設(shè)計

　　2.l主要技術(shù)指標(biāo)

　　主要技術(shù)指標(biāo)是：額定輸入電壓為三相三線380(1±15％)V、50Hz，額定輸出直流電壓為28.5(1±15％)V，額定輸出電流為1000A，額定輸出功率為30 kW。

　　2.2 實驗結(jié)果

　　圖3給出了移相l(xiāng)Oμs時，IGBl、的驅(qū)動電壓波形。工作周期約為40μs，驅(qū)動電壓正幅值為+15V、負(fù)幅值為一9V，死區(qū)時間約為2.3μS。

　　圖4給出了輸出負(fù)載1000A時，輸出直流電壓的紋波。紋波主要頻率約為50kHz，高頻噪聲遠小于此頻率紋波，紋波的峰一峰值為1．3V。

　　圖5給出了輸出負(fù)載l000A時，滯后臂的驅(qū)動電壓、CE極電壓和原邊電流的波形。滯后臂的開通、關(guān)斷是ZVS。

　　圖6給出了輸出負(fù)載1000A時，超前臂的驅(qū)動電壓、CE極電壓和原邊電流的波形。超前臂的開通、關(guān)斷是ZVS。

　　圖7給出了輸出負(fù)載500A時，主變的副邊和原邊電壓波形。副邊、原邊電壓的過沖較小。圖中原邊占空比約為0.7，副邊占空比丟失約為4μs而知原邊最大占空比為0.88，因此，能承受大的沖擊負(fù)載。

　　3 結(jié)語

　　變壓器副邊串聯(lián)DC／DC全橋變換器的電路解決了占空比丟失嚴(yán)重和開關(guān)管電壓應(yīng)力增大的問題，適用于大功率負(fù)載，特別適用于大功率沖擊負(fù)載。

　　1000A直流穩(wěn)壓電源已經(jīng)應(yīng)用在飛機設(shè)計、試驗的過程中，其體積、重量明顯減小，電磁兼容性好，輸出電壓調(diào)整率低且無溫漂，能承受較大沖擊負(fù)載電流，特別適合作為起動電源。