能源短缺和環境污染己成為制約人類社會可持續發展的兩大重要因素，大力發展新的可替代能源己成為當務之急。光伏發電作為一種新的電能生產方式，以其無污染、安全、資源豐富、分布廣泛等特點顯示出廣闊的發展空間和應用前景。為了充分提高光伏發電系統的能量轉化效率，必須采用適當的最大功率點跟蹤MPPT(Maximum Power Point Tracking)算法控制光伏發電變換器，使系統保持運行在光伏陣列最大功率點附近。常用的光伏陣列最大功率點跟蹤算法包括固定電壓法[1]、擾動觀察法[1-3]、爬山法[4]和導納增量法[5]等，但這些方法在實際使用中存在不同的缺點，跟蹤效果不理想、硬件實現復雜。由于光伏陣列具體的數學模型不明確，無法掌握環境溫度和日照強度的變化規律，使得跟蹤系統存在較高的復雜性和模糊性。為此，本系統運用模糊自尋優方法來實現光伏陣列最大功率點的跟蹤。
1 光伏電池特性
    目前光伏系統中使用的太陽能電池多為硅太陽電池，參考文獻[6]給出了其輸出電壓、電流的關系方程：

    光伏電池陣列輸出具有明顯的非線性特征，圖1所示為光伏電池的輸出功率-電壓(P-U)曲線。由圖1可見，光伏電池輸出功率受光照強度S及電池溫度的影響較大。當光照強度增加時，電池開路輸出電壓變化不大，短路電流明顯增加，最大輸出功率增加；當溫度增加時，電池開路輸出電壓下降，短路電流略有增加，最大輸出功率減小。在一定的光照強度和電池溫度下，光伏電池在某點輸出電壓上，可使其輸出功率達到最大值，這點就是光伏電池的最大功率點(對應P-U曲線的最高點)。

2 光伏發電系統結構組成與功能實現
    光伏發電系統主要由DC-DC(Boost升壓電路)和DC-AC兩級變換器構成，整個系統的控制核心采用浮點型DSP控制器TMS320F28335，如圖2所示。其中，Boost升壓電路主要是提高光伏電池陣列的功率轉化效率，對光伏電池陣列進行最大功率點跟蹤，并且把光伏電池陣列輸出的電壓提升為能滿足逆變并網要求的直流母線電壓。DC-AC逆變器在SPWM信號驅動下完成將直流電逆變成與電網電壓同幅同頻的單相交流電，使并網電流與電網電壓同相位，提高了功率因數。

2.1 模糊控制的MPPT實現
    由圖1可見，在不同的溫度和光照強度下，光伏電池最大輸出功率的位置是不同的。當光伏電池工作在最大功率點左側時，控制系統應增大光伏電池的輸出電壓；而當工作在最大功率點右側時，反而要減小光伏電池的輸出電壓。因此，控制系統需不斷檢測并判斷輸出功率的變化，以調整光伏電池的輸出電壓，從而使其工作點不斷向最大功率點移動。可見，實現MPPT的實質為動態自尋優過程，其控制策略為實時檢測光伏陣列的輸出功率，采用一定的控制算法預測當前情況下光伏電池可能的最大功率輸出，通過改變光伏電池的輸出電壓來滿足最大功率輸出的要求。為此采用了圖3所示的Boost升壓變換電路。
    Boost升壓變換電路輸入電壓與輸出電壓之間的關系為：
   
    圖3中的負載RL實際為蓄電池，因此Uo的值就被鉗制為蓄電池兩端的電壓。由式(2)可知，當改變PWM占空比D時，U_i則跟著變化且與D成反比。所以，通過控制D就能找到最大功率點所對應的電壓U_i，從而使光伏電池輸出最大功率。

    由于光伏陣列具體的數學模型不明確，無法掌握環境溫度和日照強度的變化規律。因此，系統存在較大的復雜性和模糊性，在此運用模糊自尋優方法來實現最大功率點的跟蹤。
2.1.1 確定模糊控制器輸入輸出

    由于隸屬函數曲線的形狀越尖，相應模糊集合分辨率越高，控制靈敏度也越高。同時為了使模糊化算法簡單，提高控制實時性，模糊集合的隸屬函數取為三角形對稱分布，如圖4所示。

2.1.3 確定模糊控制規則
    制定模糊控制規則遵循的基本原則：當誤差大或較大時，控制量輸出以盡快消除誤差為主；當誤差較小時，控制量輸出要注意防止產生超調，以系統的穩定性為主。模糊控制規則應用IF-AND-THEN規則，模糊控制規則如表1所示。

    對于給定e(n)和Δe(n)，模糊控制器通過Mamdani極大極小值推理法進行推理得到ΔD(n)，解模糊采用加權平均法，加權因子取為組成模糊控制向量的元素自身的隸屬度。
2.2 逆變并網實現
    光伏發電并網系統要求逆變器的輸出波形為正弦波，輸出電流與電網電壓同頻同相，因此其控制策略與一般獨立的電壓型逆變器的控制策略有所不同，需考慮頻率、相位跟蹤問題。本系統采用的DC-AC逆變主電路采用全橋結構，輸出經濾波后為220 V/50 Hz的工頻交流電，如圖5所示。

2.2.1 SPWM波形的生成
    正弦脈寬調制(SPWM)作為一種常用的調制技術被廣泛應用于逆變電路中，本系統采用雙極性SPWM調制來實現DC-AC變換。對于圖5中的開關管，要求VT1、VT4和VT2、VT3輪流導通，因此只需兩路成互補SPWM波即可。為此，利用TMS320F28335的ePWM模塊中的ePWM1來產生兩路互補對稱的SPWM波，分別從ePWM1A和ePWM1B腳輸出，同時還可實現死區控制，避免上下兩管同時導通。具體波形產生過程為：設置ePWM1的時基計數器為連續增減方式，計數周期為載波周期的1/2。在計數的過程中，比較寄存器CMPA(和CMPB)與計數值不斷比較，當數值匹配時，ePWM1A(和ePWM1B)引腳電平翻轉，由于在增計數和減計數過程中數值匹配分別發生1次，即在1個周期內翻轉2次，所以產生對稱的PWM波形。只要在每個PWM周期根據在線計算改寫比較寄存器的值，就可實時改變脈沖占空比，從而形成完整的SPWM波。其中，比較寄存器內容實時更新的公式為：

2.2.2 頻率跟蹤與相位同步實現
    標準的電網頻率為50 Hz，通常情況下，實際頻率會有小范圍的波動。對此，必須采取措施控制光伏并網系統輸出電流，使其對電網電壓進行頻率跟蹤和相位同步。本系統采用軟件鎖相實現對同步的要求。
    實現頻率跟蹤，首先要檢測電網的工作頻率。可將電網電壓通過過零比較電路，變成與之同相位的方波信號，作為TMS320F28335捕獲單元ECAP1的捕獲事件，連續2次捕獲時的計數差值就是被測電網電壓信號的周期值。然后，在下一個SPWM周期，更新N與比較寄存器CMP的值，使逆變器輸出與電網同頻的正弦波形。考慮到逆變器后級濾波器的設計，Tc固定不變，因此，N隨電網頻率的變化而變化。
    要實現相位同步，可再將逆變器的輸出通過過零比較變成方波后，作為捕獲單元ECAP2的捕獲事件，通過計算ECAP2、ECAP1相鄰2次捕獲時的計數差值，得到的就是兩者信號的相位差，然后根據此值去調整比較寄存器首個數據的位置，即調整正弦波形輸出的起點，最終使逆變器輸出與電網同相位。
3 實驗結果
    根據圖2的系統組成結構圖，設計了系統的硬件并進行相應的算法驗證。實驗采用了160 V/480 W的光伏電池陣列、396 V/40 Ah的蓄電池組，用1臺小型電機作為負載。TMS320F28335的工作頻率為150 MHz，載波頻率為30 kHz，濾波器采用雙∏型，測得流過負載兩端的電流波形如圖6所示，可以看出頻率和相位跟蹤效果較為理想。另外，在光照強度為750 W/m2、溫度25 ℃的環境下，通過實測光伏電池輸出功率，基本上維持在最大功率點附近。
    在MPPT控制環節，由于光伏電池具有非線性、時變性和數學模型不確定性，這對光伏發電控制系統的能量轉換效率和穩定性都是個難題，而運用模糊理論實現光伏發電系統的MPPT控制，很好地彌補了這一不足，使系統具有較強的魯棒性，在外界環境劇烈變化的情況下仍然可以快速跟蹤光伏電池的最大功率點，并能克服最大功率點附近的功率振蕩現象。在逆變并網環節，采用軟件鎖相技術實現頻率和相位跟蹤，簡化了系統的硬件設計，提高了系統的工作可靠性。
參考文獻
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