1 引言

　　凌特公司(Lineat Technology)推出的LT5527型高線性度有源下變頻RF混頻器能大幅降低3G蜂窩基站的成本并簡化其設計。LT5527 RF混頻器具有3.7 GHz的最高工作頻率，在1.9 GHz時，LT5527具有23.5 dBm的IP3(輸入3階截取)線性度、2.3dB轉換增益和12.5 dB噪聲指標，符合3G蜂窩基站和其他高性能無線基站接收器的動態范圍要求。LT5527的本機振蕩器(LO)和RF輸入以單端方式工作，具有內置50Ω 阻抗，只需很少外部匹配器件，可降低基站成本和縮短設計時間。此外，LT5527內包含1個低噪聲LO緩沖器，允許工作于-3 dBm LO驅動功率，解決了RF隔離難題，無需外部濾波電路。

　　LT5527工作于400 MHz~3.7 GHz的寬頻率范圍，該范圍覆蓋850 MHz蜂窩頻帶、1.9 GHz~2.1GHz W-CDMA及UMTS頻帶，也覆蓋了工作于450MHz、2.4 GHz和3.5 GHz頻帶的其他高性能無線設備。LT5527在RF和L0輸入端都有片上RF變壓器。這些變壓器方便了50 Ω阻抗匹配，并使輸入能以單端方式工作。

　　2 LT5527的主要特性及引腳功能

　　2.1 LT5527的主要特性

　　LT5527采用單5 V工作電源，典型工作電流為78 mA。它可用EN引腳關斷。關斷時，最高消耗100μA靜態電流。LT5527采用16引腳4 mmx4mm QFN封裝。LT5527的主要特性如下：
    ●50Ω單端式的RF和L0；
    ●高輸入IP3：0.9 GHz時的輸入IP3為+24.5dBm，1.9 GHz時的輸入IP3為+23.5 dBm；
    ●0.9 GHz時的轉換增益為3.2 dB，1.9 GHz時的轉換增益為2.3 dB；
    ●低噪聲：O.9 GHz時的噪聲指標為11.6 dB，1.9 GHz時的噪聲指標為12.5 dB；
    ●高L0-RF及LO-IF隔離；
    ●L0至RF泄漏為-44 dBm；
    ●工作電壓范圍為4.5 V~5.25 V。

　　2.2 LT5527的引腳功能

　　LT5527由高線性雙平衡混頻器、RF緩沖放大器、高速限幅LO緩沖器及偏置/使能電路構成，RF和L0輸入以單端方式工作，IF輸出是差分輸出，低端LO和高端LO注入均可用。LT5527的外引腳排列如圖1所示，內部結構如圖2所示，各引腳的功能如下所述。

　　    NC(1，2，4，8，13，14，l 6)：這些引腳內部不連接，與電路板的地相接，以改善LO至RF及LO至IF之間的隔離。
    RF(3)：RF信號輸入端，該引腳內部與RF輸入變壓器的初級相連。若RF信號源不被DC阻隔，則需串聯一耦合電容器。在1.7 GHz~3 GHz之間，RF輸入由內部匹配。400 MHz，3 700 MHz都需外部匹配。
    EN(5)：使能端，當輸入使能電壓超過3 V時，混頻器電路通過6、7、10和11啟動。當輸入電壓低于0.3V時，所有的電路都不工作。EN=5V時的典型輸入電流為50 mA，EN=0 V時，電流為0μA。即使在啟動時，EN端的電壓也不應超過Vcc0.3V。
    Vcc2(6)：偏置電路的電源輸入端，電流消耗為2.8mA。該端外部接至Vcc1端，并接l 000 pF及1μF的耦合電容器。
    Vcc1(7)：LO緩沖器的電源端，電流消耗為23.2mA。該端外部接至Vcc2端，并接l 000pF及1μF的耦合電容器。
    GND(9，12)：地端，該端和底板地相連以增強隔離度，也是電路板上的RF地。
    IF-，IF+(10，11)：IF信號差分輸出，需進行阻抗變換以實現輸出匹配。這些端子通過阻抗匹配電感器、RF扼流圈或變壓器中心抽頭與Vcc相連。
    LO (15)：本地振蕩器的單端輸入，該端內部與L0變壓器的初級相連。在1.2 GHz～5 GHz之間，LO輸入可內部匹配，在380MHz以下工作時需簡單的外部匹配。
    Exposed Pad(17)：整個電路地的返回端，必須焊接至印刷電路板的接地面。

　　3 LT5527的應用電路設計

　　圖3示出由混合變壓器構成的lF匹配電路,以達到最低LO-IF泄漏和最寬的IF帶寬。圖4示出由1個離散的IF不平衡變壓器代替IF變壓器的電路，以降低成本和縮小尺寸，盡管離散的IF不平衡變壓器也有較理想的噪聲系數、線性度及較高的轉換增益，但是LO-IF泄漏降低，IF的帶寬減小。

　　3.1 RF輸入端的設計

　　RF輸入端由1個集成變壓器和一個高線性差分放大器組成，變壓器的初級與RF輸入端(引腳3)和地連接，變壓器的次級內部與差分放大器輸入端連接。

　　變壓器初級的一端內部和地連接，如果RF源有DC電壓，則在其輸入端接入耦合電容器。在1.7GHz~3 GHz之間，RF輸入可由內部匹配，在這個頻率范圍不需要外部匹配。頻帶邊沿輸入回波損耗的典型值為10 dB。

　　在低頻帶邊沿的輸入匹配電路中，串聯的最佳電容器的值是2.7 pF(引腳3)，以改善1.7GHz的回波損耗(>20 dB)；同樣，為改善2.7GHz的回波損耗(>30dB)，其匹配串聯的最佳電感器感值是1.5 nH。同時，串聯1.5nH/2.7 pF匹配網絡使頻帶的邊沿更理想，并將RF的輸入帶寬擴大至1.1 GHz~3.3 GHz。

　　在400 MHz低頻處或3.7GHz處，RF輸入匹配網絡在原有基礎上增加并聯電容器C5，如果450MHz下的輸入匹配電容器C5的容值為12 pF，在評估板的50 Ω輸入傳輸線上，位于距離引腳34.5 mm的位置；900 MHz下的輸入匹配電容C5=3.9 pF，位于距離引腳3 1.3 mm的位置；3.5 GHz下的輸入匹配電容器C5=O.5 pF，位于距離引腳34.5mm的位置。這種串聯傳輸線/并聯電容器匹配拓撲使得LT5527可用于倍頻標準，而不需要修正電路板的設計。串聯傳輸線可用串聯的片式電感器代替，以使布局更簡單。RF輸入阻抗和Sl1與頻率的關系(沒有外部匹配)列于表1。S11數據用于微波電路模擬設計自定義匹配網絡，模擬和RF輸入濾波器的接口連接。

　　3.2 LO輸入端的設計

　　LO輸入端由1個集成變壓器和1個高速限幅差分放大器組成，其中，放大器驅動混頻器，得到最高的線性和最低的噪聲，1只內部耦合電容器和變壓器的初級串聯，無需連接外部耦合電容器。盡管內部放大器將最大有效頻率限制在3.5 GHz，但在1.2 GHz~5 GHz范圍內，L0輸入由內部匹配。當然輸入匹配可以變換，在低頻(750 MHz)處，給引腳15并聯1只電容器(C4)，850MHz～1.2 GHz匹配中，C4=2.7 pF。

　　750 MHz以下的LO輸入匹配要求串聯電感L/4并聯電容C4，在650 MHz～830 MHz，其匹配網絡的L4=3.9 nH，C4=5.6 pF；在540 MHz~640MHz，其匹配網絡的L4=6.8 nH，C4=10 pF。評估板不包含L4的焊盤，因此可切斷近處的引腳15以便插入L4，L4是低功耗多層片式電感器。

　　頻率大于1.2 GHz時，盡管放大器提供的功率有幾個dB，但最佳LD驅動功率只有-3 dBm(I/0輸入功率變化，混頻器性能不變)；在頻率低于1.2GHz的情況下，盡管-3 dBm的L0驅動功率仍然提供高轉化增益和線性，但是為了得到最佳噪聲，LO驅動功率為0 dBm。自定義匹配網絡的阻抗數據見表2，并參考LO端沒有匹配時的情況。

　　3.3 IF輸出端的設計

　　IF輸出端(IF+和IF-)和晶體管混頻開關的集電極連接，如圖5。IF+和IF-分別有電壓偏置，主要通過變壓器中心抽頭或匹配電感取得。每個IF端從總電流(52 mA)中分出26 mA的電流。為了得到最佳單端工作性能，這些差分輸出需通過1個IF變壓器或1個離散的IF不平衡變壓器與外部電路結合。圖3所示的電路包含1個用于阻抗變換和差分單端轉換的IF變壓器，圖4所示的電路由1個離散的IF不平衡變壓器實現同樣的功能。低頻時IF輸出阻抗可等效415 Ω并聯2.5 pF的電容器。頻率與IF差分輸出阻抗的關系如表3所示。這些數據參考封裝引腳(沒有外部元件)，包含了IC和封裝寄生效應的影響。對于IF頻率為幾千赫茲的低頻或600MHz的高頻，可匹配輸出IF。

　　差分單端IF匹配的方法有以下三種：

　　 (1)直接8：1 IF變壓器匹配

　　IF頻率低于100 MHz時，最簡單的匹配設計是將1個8：l變壓器連接到IF端，變壓器將進行阻抗變換并提供單端50Ω輸出。在圖3所示電路中，這種匹配通過短接L1、L2、用8：1變壓器(不設置C3)代替4：1變頻器即可實現。

　　(2)低通濾波器+4：1

　　IF變壓器匹配實現最低的LO-IF泄漏和較寬的IF帶寬很簡單，如圖5所示為由3個元件構成低通濾波匹配網絡。匹配 元件C3、Ll和L2結合內部2.5 pF電容器形成1個400 Ω～200 Ω低通濾波匹配網絡，該匹配網絡諧振于所期望的lF頻率。這里4：l變壓器將200Ω差分輸出變換成50Ω的單端輸出。

　　該匹配網絡對40MHz以上(包括40MHz)的IF最為合適。對于40 MHz以下的IF頻率，若串聯電感器(Ll、L2)的電感值取得過高，用這樣的電感和寄生效應將影響穩定性，因此，8：1變壓器適合于低IF頻率。適用于 IF頻率的低通濾波的匹配元件值如表4所示。高Q值線繞片式電感器(Ll、L2)大大改善了混頻器的轉換增益，但對線性度還是有點影響。

　　(3)離散IF不平衡變壓器匹配

　　在許多應用中，可以用離散IF不平衡變壓器代替IF變壓器，如圖4所示。Ll、L2、C6和C7的值可用式(1)、式(2)計算，在IF頻率期望值上得到 180°相移，并提供50Ω的單端輸出。電感器L3的值也可計算，但L3抵消內部2.5pF的電容器，L3也為IF+端提供偏置電壓。低功耗多層片式電感適合Ll、L2，為了得到最大轉換增益以及為IF+端提供最小DC電壓，L3選用高Q值線繞片式電感器，C3是DC的隔離電容器。

　　與低通濾波4：1變壓器匹配技術相比．這種網絡提供約為0.8 dB的高轉換增益(忽略IF變壓器上的損耗)，較好的噪聲系數和IP3。IF中心頻率偏移±15％，轉換增益和噪聲下降約1 dB。超過+15％以上，轉換增益逐漸減少，但噪聲迅速增大。IP3對帶寬不太敏感，與低通濾波4：1變壓器匹配相比仍可實現以最佳性能，除了IF帶寬，最大的差別是LO-IF泄漏，減少約-38 dBm。

　　通用IF頻率下離散IF不平衡變壓器的元件值如表5所示。由于電路板和寄生效應的影響，表5中的值與計算值略有差別。

　　對整個差分IF結構來說，還可以從另一個角度考慮，不用IF變壓器，如圖6所示，這里，混頻器的lF輸出匹配直接通過1個SAW濾波器，混頻器IF端的電源由IF匹配網絡中的電感器提供。計算Ll、L22和C3的值，使之在期望的IF頻率上諧振，并獲得高品質因數和理想帶寬。調整L和C值，以消除混頻器內部2.5 pF電容和SAW濾波器輸入電容的影響。在這種情況下，由于帶通網絡不變換阻抗，其差分lF輸出阻抗是400Ω。若SAW濾波器的輸入阻抗大于或小于 400 Ω，就需要附加匹配元件。