在設(shè)計手機的射頻電路時，常會遇到帶有差分端口的低噪聲放大器、混頻器、聲表濾波器等。圖1是TD-SCDMA手機射頻接收 電路，其中MAX2392的低噪聲放大器輸出是單端的，而MAX2392的混頻器輸入是差分形式的，低噪聲放大器與混頻器之間是一個單端到差分形式的聲表 濾波器和必要的匹配網(wǎng)絡(luò)，在設(shè)計該匹配網(wǎng)絡(luò)時，需要知道混頻器輸入端差分散射參數(shù)和聲表的散射參數(shù)，通常網(wǎng)絡(luò)分析儀都不是差分型的。下面以對聲表的測試為 例來說明如何測試差分散射參數(shù)。
物理三端口散射參數(shù)
在設(shè)計該手機的射頻電路時，我們選用的是Epcos公司的LH46B聲表面波濾波器，Epcos公司提供了一塊評估板，如圖 2所示，端口1為單端型輸入端口，端口2、3組成差分型輸出端口。在評估該器件時，先將其視為一般的三端口網(wǎng)絡(luò)，用一般的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀很容易測得其三端 口散射參數(shù)，具體過程如下：
1. 端口3接匹配負載，用網(wǎng)絡(luò)分析儀測端口1、2的雙端散射參數(shù)，記為SA；
2. 端口2接匹配負載，用網(wǎng)絡(luò)分析儀測端口1、3的雙端散射參數(shù)，記為SB；
3. 端口1接匹配負載，用網(wǎng)絡(luò)分析儀測端口2、3的雙端散射參數(shù)，記為SC；
4. 物理三端口網(wǎng)絡(luò)散射參數(shù)ST為等式(1)所示：
一般來說，差分端口并不是理想的，通過研究上面得到的物理三端口網(wǎng)絡(luò)散射參數(shù)ST會發(fā)現(xiàn)：
理想情況下，端口1加一點頻激勵信號，在端口2與端口3應得到大小相等，相位差180度的信號，也就是說在端口2與端口3上 得到一個差分信號，實際上在端口2與端口3上還存在著大小與相位都相等的信號，即共模信號。若將差模信號看作一個端口，共模信號看作一個端口，再加上原來 的端口1，這樣就組成了一個新的三端口網(wǎng)絡(luò)，稱為模式三端口網(wǎng)絡(luò)。
模式三端口網(wǎng)絡(luò)散射參數(shù)
現(xiàn)在的問題是該如何由物理三端口網(wǎng)絡(luò)的散射參數(shù)導出模式三端口網(wǎng)絡(luò)的散射參數(shù)。聲表器件屬于無源網(wǎng)絡(luò)，且不含有各向異性介質(zhì) 材料，其散射參數(shù)必然是互易的，就是說物理三端口網(wǎng)絡(luò)僅有6個獨立參數(shù)。差模與共模信號只是端口2與端口3信號的線性組合，所以模式3端口網(wǎng)絡(luò)的散射參數(shù) 也必然是互易的，即只有6個獨立參數(shù)(E3)。觀察圖3可以看到端口1在兩種散射參數(shù)信號流圖中未變，故：
SM22是反映有端口1來激發(fā)出差模信號能力的參數(shù)，根據(jù)差模信號的定義，它應是ST12與ST13的差，考慮到差模端口等效為將端口2與端口3串接起來，故其此時特征阻抗已是原來兩倍。假定端口2信號的相位為差模信號相位，這樣可以得到：
SM33是反映有端口1來激發(fā)出共模信號能力的參數(shù)，根據(jù)共模信號的定義，它應是ST12與ST13和的一半，考慮到共模端口等效為將端口2與端口3并接起來，故其此時特征阻抗已是原來一半，這樣可以得到：
SM22，SM32分別是反映端口2與端口3在等幅反相信號激勵時，在反射波中產(chǎn)生差模分量與共模分量能力的一個量，將物理三端口網(wǎng)絡(luò)的端口1接匹配負載，端口2加激勵信號：
端口3加激勵信號：
這兩個激勵信號合起來等效為在差模端口加激勵信號：
現(xiàn)在分別計算端口2與端口3反射波中差模與共模信號成分，它們在數(shù)值上應分別等于SM22，SM32，值分別是等式(4)、(5)所示。
SM33是反映端口2與端口3在等幅同相信號激勵時，在反射波中產(chǎn)生共模分量能力的一個量，將物理三端口網(wǎng)絡(luò)的端口1接匹配負載，端口2與端口3同時加激勵信號：
這兩個激勵信號合起來等效為在共模端口加激勵信號：
現(xiàn)在來計算端口2與端口3反射波中共模信號成分，它在數(shù)值上應等于SM33。
其值見等式(6)：
綜合等式(2)至等式(6)，可以得到完整的模式三端口網(wǎng)絡(luò)散射參數(shù)，整理后得到等式(7)：
需要特別注意的是此處得到的該散射參數(shù)各端口并不是利用統(tǒng)一的特征阻抗作歸一化，假定端口1的特征阻抗為Zo，則端口2(差模信號端口)為2 Zo，端口3(共模信號端口)為Zo/2。
共模抑制比
MAX2392是一個零中頻的射頻接收機，為解決本振信號的泄漏問題，MAXIM 公司采用了差分形式的混頻器，從圖1看到當共模形式的本振信號有混頻器輸入端泄漏出來時，聲表會對此產(chǎn)生抑制(此處回避了匹配網(wǎng)絡(luò)的影響)，這兒可以定義共模抑制比如下：
該共模抑制比反映了泄漏到天線端口的本振信號大小，該共模抑制比越大越好。
研究圖3所示的散射參數(shù)信號流圖，我們發(fā)現(xiàn)還有另外一種共模到差模的轉(zhuǎn)換形式：
該共模抑制比優(yōu)劣與直流偏移量有關(guān)。本振信號通過空間輻射等途徑耦合到LH46B 差分端口應是共模信號，該共模信號經(jīng)LH46B反射后產(chǎn)生的差模信號會直接加到混頻器輸入端，從而與本振自混頻產(chǎn)生直流。該共模抑制比越大越好。
差分端口匹配問題
通過將物理三端口網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)化為模式三端口網(wǎng)絡(luò)，可以非常方便設(shè)計其輸入輸出匹配電路。一般情況下，共模端口影響較小，在設(shè)計匹 配電路時認為它始終接匹配負載，這樣原有的三端口網(wǎng)絡(luò)就變成了模式2端口網(wǎng)絡(luò)(端口1與差模端口)，利用簡單的雙端口匹配理論即可解決該問題。模式2端口 網(wǎng)絡(luò)的散射參數(shù)如下：
為方便敘述，我們稱端口1為源端，端口2為負載端。一般情況下中頻聲表的匹配電路設(shè)計都屬于窄帶匹配，也就是說只要考慮其中 心頻點處匹配就可以了；射頻聲表往往要覆蓋較寬的頻帶，匹配電路相對復雜些，所幸的是一般射頻聲表不需做什么匹配。此處MAXIM的混頻器輸入阻抗為 200Ω，需要檢驗一下EPCOS的聲表平衡端是否為200Ω，等式(11)至(23)將給出最佳源端與負載端阻抗：
圖4、5是根據(jù)LH46B測試數(shù)據(jù)計算出的最佳源端與負載端阻抗曲線。
有圖4與圖5可以看到在TD-SCDMA頻段(2,010MHz~2,025MHz)內(nèi)，最佳源阻抗與負載阻抗變化較大，故 難以用簡單電路實現(xiàn)雙端共軛匹配。觀察最佳負載端阻抗實部曲線，發(fā)現(xiàn)其阻抗有頻段低端的220ohm一直變到頻段高端的40ohm，這里取其幾何平均值作 為最佳負載阻抗，而對于源端不作匹配：
利用SMITH圓圖工具，可得到圖6的匹配電路。
因為MAX2392混頻器的輸入阻抗為200ohm，所以此處負載端特性阻抗取為200ohm。
圖7是作匹配前與匹配后傳輸特性的一個比較。
圖7中藍色的曲線是匹配后的仿真結(jié)果，紅色的是未加匹配電路的仿真結(jié)果。匹配改善了帶內(nèi)平坦度，但中心頻點處插損略有變差。