升壓電源常用于將低壓輸入轉換成較高電壓。不過，隨著這些電源的功率需求不斷增加，單個功率級可能變得缺乏吸引力。本文將介紹一種交錯式升壓技術，無論從分析還是從實際應用經驗上來說，該技術在效率、尺寸及成本方面均優于單升壓轉換器 (single-boost converter)。本文對250W單相電源與交錯式升壓電源的測試結果進行了對比。盡管復雜性有所增加，不過交錯式升壓卻表現出具有卓越的性能。
前言
本文將以輸入電壓為12 V、輸出為 7 A、37 V 的噴墨打印機電磁線圈驅動器為例介紹電源結構的選擇。該電源的輸入電流超過 20 A。最初我們并不清楚單相功率級合理，還是多相功率級合理。與采用降壓穩壓器一樣，我們可以獲得足夠高的電流，從而采用雙功率級來降低應力并進行散熱。在此情況下，我們考慮采用了單相與雙相升壓結構 (two-phase boost topology)。
表 1 說明了相應的電源需求。這個電源必須能夠承受電磁線圈啟動和關閉時出現的大電流突波，并將所需輸出電壓保持在可以接受的范圍內。另外，轉換效率對于最小化功率耗損和維持正常溫升同樣至關重要。37V和
7A 代表超過 250W的負載功率。就算轉換效率達到 91％，電源仍然會浪費 25W 的功率，因此需要安裝多個散熱片。此外，盡管本文并未特別說明，但是電源的大小與成本也相當重要。
圖 1 顯示了兩種電源的對比。上面的電源是采用單輸入電感的單相設計，而下面的電路是雙相設計。單相設計（上面部分）需要的 PWB 面積大約為 18 平方英寸，而交錯式設計（下面部分）需要 14 平方英寸。兩種方案之間最大的面積差異在于電感、輸出電容和散熱片。交錯式電感的最大高度低于單相設計的最大高度。
單相與雙相對比
圖 2 顯示了單相升壓轉換器和交錯式升壓轉換器的示意圖。在單相設計中，閘極電壓會施加在 FET Q1，以下拉漏極至接地電位。這樣可以在電感 L1 上施加輸入電壓，使電流上升。其間，輸出電容 C2 必須單獨提供負載所需電流。在 Q1 停止導通時，L1 為了維持電流，其兩端的電壓極性會立刻反轉。使得切換點的電壓高于輸入電壓，此時二極管 D1 進入正向偏置狀態，為輸出電容 C2 充電并提供輸出負載電流。電感的伏特-微秒乘積在這兩種開關狀態下必須保持平衡，即 d / fs × Vin = (1 - d) / fs × (Vout - Vin)，得出關系式Vout = Vin / (1-d)。該公式只適用于連續導通模式 (CCM)，該模式的定義為電感電流始終保持正極。
圖 2 所示的交錯式升壓電路中，每個相的工作方式都與上述單相升壓相似。兩個功率級會以反相 180。的方式運行，使得輸入和輸出電容的紋波電流互相抵消。交錯式升壓設計會強迫兩個功率級共同提供輸出電流，使得電源輸出由它們平均分擔；如果工程師不采用這種設計，其中一個功率級的電流輸出就會遠大于另一個功率級，使得原有的紋波消除優點化為烏有。
設計分析
圖 3 說明了交錯式技術提供的輸入電容紋波電流消除優勢。可以看出，兩個以 180。相位差工作的功率級可以消除一半峰/峰紋波電流。由于交錯式升壓設計的組合輸入紋波電流等于單相輸入紋波電流，因此雙相設計的單相紋波電流可以達到單相設計的兩倍。單獨交錯式功率級以與單相設計相同的頻率工作，即 100KHz。但是，由于紋波消除作用，它的有效輸入與輸出紋波變為 200KHz。因此在計算交錯式設計的電感時，適用的頻率雖和單相設計完全相同，但能允許的紋波電流卻會增加一倍，使得設計所需的電感值得以減少一半。值得注意的是：在雙相設計中，輸入電容的有效紋波電流與單相設計相同，因此這兩種設計會采用相同數量的輸入電容。紋波消除作用能夠使工程師有選擇性地減少組件，從而使設計受益。另外，如果采用的兩個電感與單相設計采用的電感值相同，輸入電容需求可以降低 50％。在升壓設計中，電感需求一般比輸入電容需求更重要。
就像輸入電容一樣，交錯式設計的輸入電容也能享受同樣的好處。圖 4 說明的是單相設計的輸出電容紋波電流。圖 3 中電流波形的均方值約為 Ipp×√(d×(1-d))，在本設計中等于 10Arm。電感的斜率可以從波形頂部看出，但是它并不顯著增加總的 RMS 電流。在 FET 導通時，該電容提供所有的輸出電流。不過，當 FET 截止時，會有相當于 Iout×d/(1-d) 或 +14A 的電流流入電容，并對它重新充電。在采用鋁電解輸出電容的情況下，電容紋波電流額定值決定所需要的電容數量。
圖 5 是交錯式升壓設計中，個別輸出電容的電流值及它們的總和。在不考慮電感斜率的情況下，相位 A 與相位 B的峰/峰電流幅值是單相設計的一半。這是因為流入輸 出電容的電流的占空比是單相設計的兩倍。在圖 5 中，綜合電流或總電流的均方根值是 5Arm，因此設計只需采用一半輸出電容，即可讓紋波電壓達到與單相設計相同的紋波電壓。
圖 6 是不同占空比下的紋波電流消除。垂直線表示工作占空比，從中可以看出在此占空比下，交錯式升壓設計的 RMS 電流等于單相位設計的一半。值得注意的是，50％ 的占空比可以提供完全消除的效果。
圖 7 與圖 8 說明單相與交錯式升壓轉換器的完整設計。在單相設計中，在電壓模式下工作的 UCC38C43 驅動一對 MOSFET。由于在升壓轉換器短路情況下無法限制輸出電流，因此采用了帶有過電流保護電路的 TPS2490 熱插拔器件。在測試過程中發現，在過電流故障情況下它可以提供一種“中止”電流流動的方法。
圖 8 說明采用 UCC38220 控制器的交錯式設計。利用 Q5 與 Q7 漏極引線中的小型低成本電流互感器感測 FET 電流。UCC28220 迫使相位之間實現相等的電流共享。降低整流器的電流可以消除對散熱片的需求并且降低組裝成本。
試驗結果
這兩種設計在效率、輸入與輸出紋波電壓以及瞬態負載方面的對比結果顯示，在大部分情況下，雙相設計的性能都優于單相設計。
圖 9 對比兩種方法的效率。它們都能夠滿足 91％ 的目標效率。不過，雙相設計在滿負載情況下的效率高 兩個百分點。雖然這看起來可能并不明顯，但是若比較兩種電源的損耗差異，就會發現其中差別很大。單相設計消耗 23 W，而雙相設計僅消耗 16 W。這相當于熱損耗降低 30％，因而必將對散熱片的選擇與熱功耗設計產生一定影響。
單相曲線很快達到最高值，然后開始迅速下降。這是傳導損耗較高的設計的特性。兩種設計的明顯差異體現在電感、升壓二極管、輸出電容與 PWB 的損耗。表 2 對比了電感需求與設計性能。如前所述，雙相方法采用的電感比單相設計低得多，而且每個電感僅承載一半的電流。電感的體積取決于蓄能需求與溫度的升幅。蓄能大小由（1/2×L×I2）決定，而表2說明單相設計的蓄能是雙相設計的 5 倍。這意味著，如果我們要使電感的溫度升幅保持相同，則單相設計的電感應當大 5 倍。我們認為與其保持相等的能量密度，不如允許較大的溫度升幅。我們在單相設計中使用損耗較大的電感因而犧牲了部分效率。結果，單相設計的損耗高出了近 5 W。在這兩種設計的功耗差異中，輸出電容大約占 1 W。每個輸出電容的紋波電流造成大約 100 mW 的損耗，而且單相設計需要的電容比雙相設計多出 6 個。雙相設計的功率級必須采用兩個二極管，每個二極管承擔總電流的一半。這樣它們具有較低的壓降，可使總功耗降低大約 1W。
小結
與降壓穩壓器一樣，交錯式升壓設計的性能也優于單相設計。從表 3 中完整的單相升壓設計與交錯式升壓設計的對比即可看出。交錯式升壓設計體積更小，效率更高。這是因為它能減少輸出紋波電流，使得輸出電容數量顯著降低，從而降低了成本與功耗；它還能減少電感的蓄能要求，這表示電感磁線圈的體積、高度與熱損耗都會降低。多相方法可使總功耗降低 30％，同時將熱量分散至較大電路板面積，從而實現更完美的熱管理。多相設計必須測量與平衡每個相位的電流大小，因此它確實會增加電路的復雜性，這從可控制組件的數量就能看出。
