電流反饋放大器不受基本增益帶寬積的限制，隨著信號幅度的增加，帶寬的損失非常小。因為可以在最小失真的條件下對大信號進行調節，這些放大器在非常高的頻率下通常都具有優異的線性度。而電壓反饋放大器的帶寬隨著增益的增加降低，電流反饋放大器在很寬的增益范圍上維持其大部分帶寬不變。
正因為如此，準確地說，電流反饋運放沒有增益帶寬積的限制。當然，電流反饋運放也不是無限快，其壓擺率(Slew Rate)不受內部偏置電流的限制，但受三極管本身的速度限制。對給定的偏置電流，這就容許不用通常可能影響穩定性的正反饋或其方法來獲得較大的壓擺率。
那么如何構建這些電路呢？電流反饋運放具有一個與差分對相對的輸入緩沖器，該輸入緩沖器大多數情況下常常是射極跟隨器或其它非常類似的電路。正相輸入端具有高阻抗，而緩沖器的輸出，即放大器的反相輸入具有低阻抗。相比之下，電壓反饋放大器的輸入都是高阻。
電流反饋運放的輸出是電壓，并且它與流出或流入運放的反相輸入端的電流有關，這由稱為互阻抗(transimpedance)的復雜函數Z(s)來表示(圖1)。在直流時，互阻抗是一個非常大的數，并且像電壓反饋運放一樣，它隨著頻率的增加具有單極點滾降特性。
電流反饋運放靈活性的關鍵之一是具有可調節的帶寬和可調節的穩定性。因為反饋電阻的數值實際上改變放大器的交流環路的動態特性，所以能夠影響帶寬和穩定性兩個方面。加之具有非常高的壓擺率和基于反饋電阻的可調節帶寬，你可以獲得與器件的小信號帶寬非常接近的大信號帶寬。在甚至更好的情況下，該帶寬在很寬的增益范圍內大部分都維持不變。而因為具有固有的線性度，你也可以在高頻大信號時獲得較低的失真。
如何發現最佳的反饋電阻RF
由于放大器的交流特性部分地取決于反饋電阻，這就讓我們能夠針對每一個特定的應用“量身定制”放大器。降低反饋電阻的數值將提升環路增益。為了保持穩定性和最大的帶寬，在低增益時，反饋電阻要設置為較高的數值；隨著增益的上升，環路增益自然降低。如果需要高的增益，可以利用較小的反饋電阻來部分地恢復環路增益。
圖1：具有Z(s)和反饋電阻的電路示意圖
圖2：能夠體現LMH6714特色的不同RF條件下的頻率響應
在圖2中你可以看到隨著你改變反饋電阻帶寬所發生的變化。在右手曲線的遠處，反饋電阻RF等于147Ω，你可以看到頻率響應具有相當大的峰值。該曲線也具有最高的帶寬。減小該電阻到遠遠低于這個147Ω，會導致你的脈沖響應出現振鈴，如果再進一步減小該電阻，實際上就會發生振蕩。RF等于300Ω的曲線具有優異的平坦度和增益，并仍然具有與峰值頻率響應可比的良好帶寬。
所以，我們不必犧牲太多的帶寬就已經獲得了很高的穩定性。利用600Ω的反饋電阻，你就能調節回你的頻率響應。例如，如果一個應用僅僅需要50~60MHz的帶寬，在該頻段內的任何信號都會對噪聲有所貢獻，你可以利用反饋電阻來調節你的器件的頻率響應。在如此有限的帶寬內，利用如此高速的放大器的原因在于它提供優異的信號保真度。
圖3：建議反饋電阻與正相增益的關系
圖3來自相同器件的數據表，該圖說明了對給定正相增益的推薦反饋電阻。正如預期的那樣，對增益為2的放大器推薦采用300Ω的電阻，它具有最佳的增益平坦度、建立時間和速度的組合。此外，從該圖中可以看到，對增益為1的放大器需要采用600Ω的反饋電阻來獲得最優化的性能。這是因為環路增益非常高，較大的電阻值對于穩定性是必需的。這就是與電壓反饋架構的主要差異。電流反饋放大器在使用時不能把輸出與反相輸入短路連接。
數據表上指定的最常用的電阻是針對增益為2的放大器。然而，你可以從圖2中看到，你最終使用的實際數值有很大的靈活性，在數據表中所推薦的數值是在性能表和曲線中公布的規范所使用的數值。
如圖3所示，對于增益為5的放大器，RF下降到200Ω。該增益設置電阻現在僅僅是50Ω，所以我們獲得的輸入緩沖電阻和增益設置電阻的值相近。這就降低了運放的閉環互阻抗，并將隨著增益的提高而開始限制帶寬。在增益為8時，我們要把反饋電阻提高到275Ω。對于更高的增益，一旦不能降低反饋電阻來提高增益，帶寬將受到損失，而且放大器開始呈現電壓反饋放大器的特性。
電路板的布局
一般來說，在電流反饋放大器或高速器件的應用中，要仔細考慮的事情之一就是電路板的布局設計。表面安裝的陶瓷電源旁路電容要非常靠近該器件，典型距離小于3mm。如果需要更大的電容，可以在電路板上較遠的地方布置電解電容。電路板上常常有電壓調節器，這時，在電壓調節器供應商推薦的電解電容之外，不必要采用額外的電解電容。
布置在放大器附近的小陶瓷旁路電容為放大器的高頻響應提供能量。根據放大器的速度和被放大的信號速度，可能要采用兩個數值大約相差10倍的陶瓷電容。例如，一個400MHz的放大器可能采用并連安裝的0.01uF和1nF電容。
當購買電容時，核查其自諧振頻率至關重要，自諧振頻率在此頻率(400MHz)上下的電容毫無益處。地和電源層有助于為地電流和電源電流兩者提供低的阻抗路徑，在放大器的輸入和輸出引腳以及反饋電阻的下面，要避免走地和電源層，這樣做有助于通過減小不想要的寄生電容來維持放大器的穩定性。
要在可能的地方嘗試采用表面貼裝器件，這些器件提供最佳的性能并占用的電路板空間也最小。電路板的布線應該保持盡可能地短，并應該調整其長寬以最小化寄生效應。在電源布線上，最壞的寄生特性是直流電阻和自感，所以電源布線要盡可能地寬。另一方面，輸入和輸出連接線常常承載非常小的電流，所以容性寄生效應對它們的危害最大。對于超過1cm的信號路徑，最好采用受控阻抗和兩端終接(匹配電阻)的傳輸線。
因為無法避免小量的寄生負載，電流反饋放大器的反饋電阻為特殊應用提供調整放大器性能的靈活性。面對真正具有挑戰性的電路板設計，即使采用非常大的反饋電阻可能也是不夠的。
驅動容性負載
圖4：利用串聯輸出電阻實現對容性負載的隔離
如圖4所示，通過引入一個電阻(ROUT)，放大器幾乎可以驅動任何大小的電容而沒有穩定性問題。這是電壓和電流兩種反饋放大器常用的技術，當驅動高速模/數轉換器時，該技術特別有用。ROUT電阻被放置在運放和容性負載(即ADC)之間。只要電路板空間允許，要把電阻靠近放大器放置。
圖5：LMH6738推薦的ROUT與容性負載的對比
在圖5中，圖表上的曲線顯示了根據電容大小建議的ROUT電阻數值。該圖表是根據1kΩ的阻性負載繪制的。如果RL的數值較小，ROUT也可以更小。另一個選項是把ROUT放在反饋環之內(圖中沒有標出)。你可以把RF連接到隔離電阻的輸出側，而不是圖中ROUT和放大器之間用RF連接。這樣做將保持增益的精度，但是跟在其它例子中一樣，你將仍然在隔離電阻上損失相同大小的電壓擺幅。盡管該技術確實有其缺陷，但應該這樣實現。
因為電阻和電容形成一種低通濾波器，對于這種電路的應用，存在某種帶寬的損失。實際應用表明，無論電阻阻值多大，電容越大就越難驅動，并降低帶寬。
降低系統噪聲
如果你正在構建一種IF放大器或低頻RF放大器，那么把噪聲最小化就特別重要。利用電流反饋放大器，增加反饋電阻常常能減小系統的噪聲，這是因為頻率響應衰減得比電阻噪聲的上升要快。
為了減小跟隨放大器電路的那部分噪聲，非常重要的一點是僅僅采用必需的帶寬，而不要選用超過應用需求的帶寬。除了采用反饋電阻的最佳數值之外，你可以給電路添加附加的濾波電路。
利用Sallen-Key濾波器拓撲，濾波器常常可以被恰當地合并到放大器的反饋網絡中。如果可能的話，交流耦合將有助于消除低頻噪聲，那常常就是所謂的1/f噪聲，目標是濾除在你的放大帶寬之外的所有噪聲。從系統的層面考慮，要求在電路中盡早布置最低噪聲和最高增益的模塊。你提高增益越早，其后噪聲對你的信號的影響就越小。如果可能的話，要避免大的信號源電阻，電阻增加的熱噪聲與電阻值成正比。
電壓反饋放大器的優勢
如果比較電流反饋和電壓反饋兩種放大器，你會發現電壓反饋放大器在某些方面可能具有一定優勢。利用電流反饋拓撲，輸入偏置電流并沒有系統地匹配。正相輸入比反相輸入阻抗更大—通常具有更低的輸入偏置電流。反相輸入偏置電流通常將比較大，如果偏置電流必須流過大阻值的電阻的話，這樣做可能導致輸入電壓的偏移。
在電流反饋器件上的偏移電壓可以被匹配并使之相當小，但從系統的觀點看，它們不可能完全為零。所以，雖然典型的電流反饋放大器的偏置電壓可以被設計得非常好，但是它將隨著正常的工藝批號及溫度而變化比較大。如果需要非常高精度的輸入偏置電壓，那么電壓反饋放大器通常是比較好的選擇。
電流反饋放大器的緩沖器配置需要一個反饋電阻，而電壓反饋放大器可以采取直接短路連接。這樣做通常沒有問題，除非在設計中取代現有的電壓反饋放大器。最后，在電流反饋放大器的反饋環路中，電容會引起不穩定性。一些常用的電路拓撲不適合于電流反饋放大器，對于大多數這些電路，需要重新設計電路板，以使之滿足電流反饋放大器工作的要求。