引言

由于功效高于AB類放大器，D類放大器對(duì)便攜式音頻應(yīng)用設(shè)計(jì)人員來說更具吸引力。但是，也有一些設(shè)計(jì)者并未在便攜式應(yīng)用中使用D類放大器，因?yàn)閭鹘y(tǒng)的PWM型D類放大器需要龐大且昂貴的濾波元件來降低電磁干擾。Maxim公司的D類放大器擴(kuò)譜調(diào)制技術(shù)則讓設(shè)計(jì)者可以省去這些濾波元件，又不會(huì)降低音頻性能或放大功效，因此有效推動(dòng)了高效D類放大器在便攜式音頻應(yīng)用中的推廣。

傳統(tǒng)的脈寬調(diào)制放大器拓?fù)?/p>

圖1展示了一款典型的PWM型、橋接負(fù)載(BTL) D類放大器。PWM方案通常利用一個(gè)內(nèi)部生成的鋸齒波作為其輸入級(jí)的基準(zhǔn)。其中有一個(gè)比較器監(jiān)視模擬輸入電壓，并將其與鋸齒波進(jìn)行比較。當(dāng)鋸齒波輸入超過輸入電壓時(shí)，比較器輸出就變?yōu)榈碗娖健Ｔ诒容^器輸出端利用一個(gè)反相器來生成一個(gè)互補(bǔ)的PWM波形，用于控制BTL輸出的第二橋臂。

因?yàn)槠錆M擺幅轉(zhuǎn)換特性和快速開關(guān)頻率會(huì)產(chǎn)生較高的射頻(RF)輻射和干擾，PWM型放大器的輸出一般需要龐大的濾波元件。此時(shí)一般需要一個(gè)LC濾波器來降低這種高頻干擾，并從PWM信號(hào)的占空比信息中提取音頻內(nèi)容。

圖1. 傳統(tǒng)的脈寬調(diào)制拓?fù)?/p>

擴(kuò)譜調(diào)制放大器拓?fù)?/p>

有一種方法可以取代這種昂貴的大尺寸LC濾波器方案，那就是改進(jìn)開關(guān)過程，使放大器在保持高效的同時(shí)降低EMI。Maxim公司的D類放大器恰好做到了這一點(diǎn)。這種D類放大器采用獨(dú)特的、享有專利的擴(kuò)譜調(diào)制模式，以展寬寬帶頻譜分量，從而使揚(yáng)聲器和電纜輻射的EMI降至最低。圖2通過Maxim公司的MAX9700展示了這種D類放大器的拓?fù)洹?/p>

Maxim的D類放大器調(diào)制方案采用了一個(gè)內(nèi)部生成的鋸齒波，并在輸入部分采用一個(gè)互補(bǔ)信號(hào)對(duì)。如果沒有互補(bǔ)輸入信號(hào)，則會(huì)在IC內(nèi)部產(chǎn)生一個(gè)差分輸入。

圖2. 單聲道D類放大器拓?fù)?/p>

比較器監(jiān)視D類放大器的輸入，并將互補(bǔ)的輸入電壓與鋸齒波進(jìn)行比較。當(dāng)鋸齒波的幅度超過輸入電壓時(shí)，比較器A會(huì)輸出一個(gè)低電平，將相應(yīng)的D類輸出(OUT+)拉高至VDD。當(dāng)鋸齒波的幅度超過其輸入電壓時(shí)，比較器B也會(huì)輸出低電平，同樣將相應(yīng)的D類輸出(OUT-)拉高至VDD。兩個(gè)D類輸出都被拉高之后，一個(gè)處于或非門輸出端的定時(shí)器開始計(jì)時(shí)，時(shí)間常數(shù)為tau，相當(dāng)于1 / (RTON * CTON)。固定時(shí)間(tau)結(jié)束后，兩個(gè)D類輸出都被拉低至GND，而兩個(gè)比較器均被復(fù)位。這個(gè)過程在第二個(gè)比較器輸出端產(chǎn)生一個(gè)最小脈沖寬度tON (MIN)。隨著輸入電壓的升高或降低，其中一個(gè)輸出(第一個(gè)比較器會(huì)觸發(fā)翻轉(zhuǎn))的脈沖持續(xù)時(shí)間會(huì)增加，而另一個(gè)輸出的脈沖持續(xù)時(shí)間則維持在tON(MIN)，從而導(dǎo)致?lián)P聲器兩端的凈電壓(VOUT+ - VOUT-)發(fā)生改變。

圖3. FFM模式下，Maxim的D類BTL放大器加載輸入信號(hào)后的輸出

固定頻率調(diào)制和擴(kuò)譜調(diào)制

Maxim的D類放大器采用兩種調(diào)制模式：(1) 固定頻率調(diào)制(FFM)模式；(2) 擴(kuò)譜調(diào)制模式。FFM模式下(圖3)，鋸齒波的周期保持不變，這一點(diǎn)和傳統(tǒng)的PWM方案是一樣的。擴(kuò)譜調(diào)制模式(圖4)下，鋸齒波的周期會(huì)逐周期發(fā)生改變(變化范圍達(dá)±10%)。圖4對(duì)鋸齒波的周期變化進(jìn)行了夸大，以更好地展示其效果。

圖4. 擴(kuò)譜調(diào)制模式下，Maxim的D類BTL放大器加載輸入信號(hào)后的輸出

擴(kuò)譜調(diào)制模式下，其周期的逐周期變化可降低基波頻率下(fo ±10%)的頻譜能量，同時(shí)擴(kuò)展特定帶寬(nfo ±10%，n為正整數(shù))內(nèi)的諧波分量。這時(shí)大量的頻譜能量并不是集中在開關(guān)頻率的各倍頻處，而是在一個(gè)隨頻率而增加的帶寬內(nèi)展寬。頻率超過數(shù)兆赫茲后，寬帶頻譜看起來就像是白噪聲，從而達(dá)到降低EMI之目的。在FFM模式下，能量包含在較窄的頻帶內(nèi)，并具有較高的峰值(圖5a)。而在擴(kuò)譜調(diào)制模式下，能量包含在較寬的頻帶內(nèi)，峰值能量也得以降低(圖5b)。請(qǐng)注意，圖5b中的三次諧波幾乎被噪聲底遮蓋了。

圖5a. Maxim的FFM模式

圖5b. Maxim的擴(kuò)譜調(diào)制模式

擴(kuò)譜調(diào)制模式將EMI輻射降至最低

Maxim的擴(kuò)譜調(diào)制技術(shù)允許D類放大器真正“免除濾波器”，只要揚(yáng)聲器電纜不是太長。傳統(tǒng)的PWM架構(gòu)通常需要大尺寸的輸出LC濾波器，以確保使用D類放大器的消費(fèi)類產(chǎn)品能夠滿足EMI規(guī)范要求。Maxim專有的擴(kuò)譜調(diào)制技術(shù)降低了D類放大器的輻射，因此輸出不需要濾波或僅需要最小的濾波元件，即可滿足EMI規(guī)范要求(見附錄)。

EMI規(guī)范要求終端產(chǎn)品必須通過現(xiàn)有的準(zhǔn)峰值檢測(cè)限制-例如由CE (歐洲共同體，歐洲標(biāo)準(zhǔn))和FCC (聯(lián)邦通信委員會(huì)，美國標(biāo)準(zhǔn))所制定的限制標(biāo)準(zhǔn)，以確保最低程度的電磁干擾。按照這些機(jī)構(gòu)的定義，電磁干擾會(huì)中斷、阻礙或降低電子和/或電氣設(shè)備的有效性能。在準(zhǔn)峰值檢測(cè)中，所測(cè)定的信號(hào)等級(jí)是由信號(hào)頻譜分量的重復(fù)頻率來衡量的。重復(fù)頻率越低，準(zhǔn)峰值讀數(shù)也就越低。

擴(kuò)譜調(diào)制充分利用了準(zhǔn)峰值檢測(cè)的平均特性，從而大大降低EMI的測(cè)量結(jié)果(表1)。在擴(kuò)譜調(diào)制模式下，D類放大器的峰值基波頻率在一定范圍內(nèi)隨機(jī)變化-通常在其基本開關(guān)頻率的±10%范圍內(nèi)。假設(shè)分析儀使用120kHz分辨率帶寬進(jìn)行準(zhǔn)峰值檢測(cè)，那么除了開關(guān)頻率基波和幾個(gè)高次諧波外，開關(guān)能量在任何單個(gè)中心頻率下都只出現(xiàn)一段時(shí)間。

結(jié)論

D類放大器的近似滿擺幅轉(zhuǎn)換特性和快速開關(guān)頻率會(huì)產(chǎn)生較強(qiáng)的射頻輻射和干擾。在揚(yáng)聲器等發(fā)聲裝置重現(xiàn)音頻內(nèi)容之前，一般都需要使用龐大且昂貴的LC濾波器來降低這種高頻干擾。但是現(xiàn)在，如果采用有效的PCB布局以及短的揚(yáng)聲器電纜，Maxim的擴(kuò)譜調(diào)制技術(shù)可以真正實(shí)現(xiàn)低功率應(yīng)用的“無濾波器”工作。