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電源設(shè)計(jì)小貼士 | 設(shè)計(jì) DCM 反激式轉(zhuǎn)換器

2025-07-17
來源:德州儀器

  本文屬于德州儀器電源設(shè)計(jì)小貼士”系列技術(shù)文章,本期,我們將聚焦于 DCM 反激式轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì),探討為何在低功耗、低電流應(yīng)用中 DCM 反激式轉(zhuǎn)換器是一種結(jié)構(gòu)更緊湊、成本更低的選擇,并講解完成此類設(shè)計(jì)的分步方法。

  反激式轉(zhuǎn)換器可在連續(xù)導(dǎo)通模式 (CCM) 或不連續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM) 下運(yùn)行。不過,對于許多低功耗、低電流應(yīng)用而言,DCM 反激式轉(zhuǎn)換器是一種結(jié)構(gòu)更緊湊、成本更低的選擇。以下是指導(dǎo)您完成此類設(shè)計(jì)的分步方法。

  DCM 運(yùn)行的特點(diǎn)是,在下一個(gè)開關(guān)周期開始之前,轉(zhuǎn)換器的整流器電流會降至零。在開關(guān)之前將電流降至零,可以降低場效應(yīng)晶體管 (FET) 功耗和整流器損耗,通常也會降低變壓器尺寸要求。

  相比之下,CCM 運(yùn)行會在開關(guān)周期結(jié)束時(shí)保持整流器電流導(dǎo)通。我們在電源設(shè)計(jì)小貼士《反激式轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)》,和電源設(shè)計(jì)小貼士《設(shè)計(jì) CCM 反激式轉(zhuǎn)換器》中介紹了反激式設(shè)計(jì)的利弊和 CCM 反激式轉(zhuǎn)換器的功率級公式。CCM 運(yùn)行非常適合中高功率應(yīng)用,但如果您有一個(gè)可以使用 DCM 反激式轉(zhuǎn)換器的低功率應(yīng)用,請繼續(xù)閱讀。

  圖 1 展示了反激式轉(zhuǎn)換器的簡化原理圖,該轉(zhuǎn)換器可在 DCM 或 CCM 模式下運(yùn)行。此外,電路還能根據(jù)時(shí)序在不同模式之間切換。要保持在 DCM 模式下運(yùn)行(這也是本文要評估的內(nèi)容),關(guān)鍵元件的開關(guān)波形應(yīng)具有圖 2 所示的特性。

  當(dāng) FET Q1 在占空比周期 D 內(nèi)導(dǎo)通時(shí),運(yùn)行開始。T1 初級繞組中的電流始終從零開始,然后達(dá)到根據(jù)初級繞組電感、輸入電壓和導(dǎo)通時(shí)間 t1 設(shè)定的峰值。在此 FET 導(dǎo)通期間,二極管 D1 由于 T1 次級繞組極性而反向偏置,迫使在 t1 和 t3 期間由輸出電容器 COUT 提供所有輸出電流。

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  圖 1. 這款簡化的反激式轉(zhuǎn)換器可在 DCM 和 CCM 下運(yùn)行。

  當(dāng) Q1 在周期 1-D 內(nèi)關(guān)斷時(shí),T1 的次級電壓極性會反轉(zhuǎn),從而允許 D1 向負(fù)載傳導(dǎo)電流并為 COUT 充電。在 t2 時(shí)間內(nèi),D1 中的電流從峰值線性下降至零。一旦 T1 的儲存能量耗盡,在 t3 期間的剩余時(shí)間內(nèi)只會出現(xiàn)殘余振鈴。產(chǎn)生這種振鈴的主要原因是 T1 的磁化電感以及 Q1、D1 和 T1 的寄生電容。這在 t3 期間的 Q1 漏極電壓(該漏極電壓從 VIN 加上反射輸出電壓下降回 VIN)中很容易看出,因?yàn)橐坏╇娏魍V梗琓1 就無法支持電壓。(注意:如果 t3 沒有足夠的死區(qū)時(shí)間,則可能會在 CCM 下運(yùn)行。)CIN 和 COUT 中的電流與 Q1 和 D1 中的電流相同,但沒有直流失調(diào)電壓。

  圖 2 中的陰影區(qū)域 A 和 B 突出顯示了變壓器在 t1 和 t2 期間的伏微秒積,它們必須保持平衡才能防止飽和。區(qū)域“A”表示 (Vin/Nps) × t1,而“B”表示 (Vout + Vd) × t2,兩者均以次級側(cè)為基準(zhǔn)。Np/Ns 是變壓器初級/次級匝數(shù)比。

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  圖 2. DCM 反激式轉(zhuǎn)換器的關(guān)鍵電壓和電流開關(guān)波形包括設(shè)計(jì)人員必須指定的關(guān)鍵參數(shù)。

  表 1 詳細(xì)說明了 DCM 相對于 CCM 的運(yùn)行特性。DCM 的一個(gè)關(guān)鍵屬性是,初級電感越低,占空比就越小,無論變壓器的匝數(shù)比如何。此屬性可用于限制設(shè)計(jì)的最大占空比。當(dāng)您嘗試使用特定的控制器,或保持在特定的導(dǎo)通或關(guān)斷時(shí)間限制內(nèi)時(shí),這一點(diǎn)非常重要。較低的電感需要較低的平均儲能(盡管峰值 FET 電流較高),這也往往使得變壓器尺寸小于 CCM 設(shè)計(jì)所需的尺寸。

  DCM 的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是,這種設(shè)計(jì)消除了標(biāo)準(zhǔn)整流器中的 D1 反向恢復(fù)損耗,因?yàn)殡娏髟?t2 結(jié)束時(shí)為零。反向恢復(fù)損耗通常表現(xiàn)為 Q1 中的耗散增加,因此消除反向恢復(fù)損耗可降低開關(guān)晶體管上的應(yīng)力。此方法的優(yōu)勢在輸出電壓較高的情況下變得越來越重要,因?yàn)檎髌鞯姆聪蚧謴?fù)時(shí)間會隨著額定電壓較高的二極管的增加而延長。

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  表 1. 與 CCM 設(shè)計(jì)相比,DCM 反激式設(shè)計(jì)既有優(yōu)點(diǎn),也有缺點(diǎn)。

  開發(fā)人員在開始設(shè)計(jì)時(shí)需要了解幾個(gè)關(guān)鍵參數(shù)以及基本電氣規(guī)格。首先選擇開關(guān)頻率 (fSW)、所需的最大工作占空比 (Dmax) 和估算的目標(biāo)效率。然后,方程式 1 按如下方式計(jì)算導(dǎo)通時(shí)間 t1:

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  方程式1

  接下來,使用方程式 2 估算變壓器的峰值初級電流 Ipk。對于方程式 2 中的 FET 導(dǎo)通電壓 (Vds_on) 和電流檢測電阻電壓 (VRS),假設(shè)一些適合您設(shè)計(jì)的小壓降(如 0.5V)。您可以稍后更新這些壓降。

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  方程式2

  方程式 3會根據(jù)圖 2 中的均衡區(qū)域 A 和 B 計(jì)算所需的變壓器匝數(shù)比 Np/Ns:

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  方程式3

  其中 x 是 t3 所需的最短空閑時(shí)間(從 x = 0.2 開始)。如果您想更改 Np/Ns,請調(diào)整 Dmax 并再次迭代。接下來,使用方程式 4 和方程式 5 計(jì)算 Q1 (Vds_max) 和 D1 (VPIV_max) 的最大“平頂”電壓:

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  方程式4

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  方程式5

  由于這些元件通常會因變壓器漏電感而產(chǎn)生振鈴,因此根據(jù)經(jīng)驗(yàn),實(shí)際值應(yīng)比方程式 4 和方程式 5 預(yù)測值高出 10% 至 30%。如果 Vds_max 高于預(yù)期,則減小 Dmax 會降低 Vds_max,但 VPIV_max 會增加。確定哪個(gè)元件電壓更為關(guān)鍵,并在必要時(shí)再次迭代。

  使用方程式 6 計(jì)算 t1_max,該值應(yīng)接近于方程式 1 中的值:

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  方程式6

  使用方程式 7 計(jì)算所需的最大初級側(cè)電感:

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  方程式7

  如果所選電感比方程式 7 中所示的更低,則根據(jù)需要進(jìn)行迭代,以增大 x 并減小 Dmax,直到 Np/Ns 和 Lpri_max 等于所需值為止。

  現(xiàn)在可以計(jì)算方程式 7 中的 Dmax:

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  方程式8

  并且可以分別使用方程式 9 和方程式 10 計(jì)算最大 Ipk 及其最大均方根 (RMS) 值:

  當(dāng) fsw 高于 fr1 時(shí),輸出電感器電流會處于連續(xù)導(dǎo)通模式。換言之,與 LLC-SRC 相比,ΔB 減小,電感器交流損耗可能大幅減小,轉(zhuǎn)換器效率可能提高。

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  方程式9


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  方程式10

  根據(jù)所選控制器的電流檢測輸入最小電流限制閾值 Vcs(方程式 11)計(jì)算允許的最大電流檢測電阻值:

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  方程式11

  使用方程式 11 中計(jì)算出的 Ipkmax 值和 RS 來驗(yàn)證方程式 2 中假設(shè)的 FET Vds 和檢測電阻 VRS 的壓降是否接近;如果明顯不同,則再次迭代。

  使用方程式 12 和方程式 13 計(jì)算 RS 的最大耗散功率,并根據(jù)方程式 10 計(jì)算 Q1 的導(dǎo)通損耗:

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  方程式12

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  方程式13

  FET 開關(guān)損耗通常在 Vinmax 時(shí)最高,因此最好使用方程式 14 計(jì)算整個(gè) VIN 范圍內(nèi)的 Q1 開關(guān)損耗:

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  方程式14

  其中 Qdrv 是 FET 總柵極電荷,Idrv 是預(yù)期的峰值柵極驅(qū)動電流。

  方程式 15 和方程式 16 計(jì)算 FET 非線性 Coss 電容充電和放電產(chǎn)生的總功率損耗。方程式 15 中的被積函數(shù)應(yīng)與實(shí)際 FET 的 Coss 數(shù)據(jù)表中 0V 至實(shí)際工作電壓 Vds 之間的曲線密切吻合。在高壓應(yīng)用中或使用超低 RDS(on) FET(具有較大 Coss 值)時(shí),Coss 損耗通常非常大。

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  方程式15

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  方程式16

  可通過對方程式 13、方程式 14 和方程式 16 的結(jié)果求和來近似計(jì)算總 FET 損耗。

  方程式 17 表明該設(shè)計(jì)中的二極管損耗將大大降低。務(wù)必選擇一個(gè)額定次級峰值電流的二極管,該電流通常遠(yuǎn)大于 IOUT。

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  方程式17

  輸出電容通常選擇為方程式 18 或方程式 19 中的較大者,根據(jù)紋波電壓和等效串聯(lián)電阻(方程式 18)或負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)(方程式 19)計(jì)算電容:

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  方程式18

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  方程式19

  其中? IOUT 是輸出負(fù)載電流的變化,? VOUT 是允許的輸出電壓偏移,fBW 是估算的轉(zhuǎn)換器帶寬。方程式 20 計(jì)算輸出電容器均方根電流為:

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  方程式20

  方程式 21 和方程式 22 估算輸入電容器的參數(shù)為:

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  方程式21

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  方程式22

  方程式 23、方程式 24 和方程式 25 總結(jié)了三個(gè)關(guān)鍵波形時(shí)間間隔及其關(guān)系:

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  方程式23

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  方程式24

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  方程式25

  如果需要額外的次級繞組,方程式 26 可輕松計(jì)算額外的繞組 Ns2:

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  方程式26

  其中 VOUT1 和 Ns1 是穩(wěn)壓輸出電壓。

  變壓器初級均方根電流與方程式 10 中的 FET 均方根電流相同;變壓器次級均方根電流如方程式 27 所示。變壓器磁芯必須能夠處理 Ipk 而不會飽和。您還應(yīng)考慮磁芯損耗,但這超出了本文的討論范圍。

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  方程式27

  從提供的步驟中可以看出,DCM 反激式設(shè)計(jì)是一個(gè)迭代過程。最初的一些假設(shè)(如開關(guān)頻率、電感或匝數(shù)比)可能會根據(jù)后來的計(jì)算(如功率耗散)而改變。但要不斷嘗試,盡可能頻繁地執(zhí)行設(shè)計(jì)步驟,以實(shí)現(xiàn)所需的設(shè)計(jì)參數(shù)。如果您愿意付出努力,優(yōu)化的 DCM 反激式設(shè)計(jì)可以提供低功耗、緊湊型和低成本的解決方案,以滿足電源轉(zhuǎn)換器的需求。

  德州儀器“電源設(shè)計(jì)小貼士”系列技術(shù)文章由德州儀器專家創(chuàng)建并撰寫,旨在深入剖析當(dāng)前電源設(shè)計(jì)普遍面臨的難題,并提供一系列切實(shí)可行的解決方案和創(chuàng)新設(shè)計(jì)思路,幫助設(shè)計(jì)人員更好應(yīng)對電源設(shè)計(jì)挑戰(zhàn),助力設(shè)計(jì)更加高效、可靠。




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