0 引言

    反激變換器具有電路拓?fù)浜唵巍⒊杀镜汀㈦姶鸥蓴_小等優(yōu)點(diǎn)，但是沒有對(duì)變壓器的漏感能量進(jìn)行處理，從而導(dǎo)致開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力增大、開關(guān)管損耗增加和變換器效率降低，針對(duì)反激變換器存在的這些問題，有效的解決方法是引進(jìn)箝位技術(shù)^[1-2]，將變壓器漏感儲(chǔ)能輸送到變換器輸出端，減小功率管漏源級(jí)的電壓應(yīng)力。通常采用的箝位方式有：LCD箝位技術(shù)、RCD箝位技術(shù)和有源箝位技術(shù)，其中反激變換器采用有源箝位技術(shù)時(shí)，綜合性能最優(yōu)^[3]。

1 反激變換器工作原理和工作模式

    圖1所示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為反激變換器電路，其中變壓器T不僅起到隔離的作用，還可以等效為電感，具有儲(chǔ)能的作用。功率管Q₁在驅(qū)動(dòng)信號(hào)為高電平時(shí)導(dǎo)通，此時(shí)，有電流通過變壓器原邊繞組N_p，輸出二極管D_o反向截止，變壓器原邊磁感應(yīng)強(qiáng)度增強(qiáng)，儲(chǔ)存能量；副邊繞組N_s中無電流流過，輸入端的能量不能傳送到負(fù)載，輸出濾波電容C_o為負(fù)載提供能量。當(dāng)功率管Q₁為關(guān)斷狀態(tài)時(shí)，變壓器釋放儲(chǔ)能，輸出整流二極管D_o導(dǎo)通，原邊繞組中儲(chǔ)存的能量通過副邊繞組給負(fù)載提供能量，同時(shí)為負(fù)載側(cè)輸出濾波電容C_o充電^[4]。

    根據(jù)變壓器磁通的連續(xù)性，反激變換器主要有兩個(gè)工作模式：連續(xù)電流模式(CCM)和斷續(xù)電流模式(DCM)^[5]。

    反激變換器工作在連續(xù)電流模式（CCM）時(shí)，功率管在下一次導(dǎo)通時(shí)刻，變壓器的副邊電流還沒有減少到零，因此變壓器的原副邊兩個(gè)繞組中總有一個(gè)繞組是有電流流過的。

    反激變換器工作在斷續(xù)電流模式(DCM)時(shí)，可以實(shí)現(xiàn)變壓器能量的完全傳遞。DCM模式下反激變換器的響應(yīng)會(huì)更快，而且負(fù)載電流突變或者輸入電壓突變時(shí)引起的輸出電壓的尖峰會(huì)降低。在下一次開通時(shí)，變壓器副邊輸出整流二極管中流過的電流已經(jīng)降到零，所以整流二極管實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，其損耗降低。但是當(dāng)傳遞的功率相等時(shí)，DCM模式下，其尖峰電流會(huì)更大，變壓器原副邊的損耗也會(huì)增大。

2 有源箝位反激電路工作過程分析

    在反激電路中引入有源箝位技術(shù)，可以抑制功率管漏源級(jí)的尖峰電壓，回收利用變壓器的漏感能量^[6-7]。有源箝位反激變換器的主電路如圖2所示。

    該箝位電路采用PMOS對(duì)地箝位方式，所需元器件少，電路結(jié)構(gòu)簡單。整體箝位電壓有源箝位電路一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)有6個(gè)階段，波形如圖3，按等效電路圖法對(duì)有源箝位電路工作過程進(jìn)行分析。

    第一階段[t₀-t₁]：在t₀時(shí)刻，主功率管Q₁處于開通狀態(tài)，輔助功率管Q₂處于關(guān)斷狀態(tài)。變壓器諧振電感L_k和激磁電感L_m開始儲(chǔ)存能量，L_k中的電流開始線性上升。輸出二極管D_o反向偏置，輸出電容C_o為負(fù)載提供能量。

    第二階段[t₁-t₂]：輔助功率管Q2保持關(guān)斷狀態(tài)，在t₁時(shí)刻，關(guān)斷主功率管Q₁。變壓器原邊勵(lì)磁電流通過諧振的方式給Q₁的結(jié)電容C_r充電，L_k中的電流開始下降。Q₁漏源級(jí)電壓V_{ds_Q1}快速上升，Q₂漏源極電壓V_{ds_Q2}下降。當(dāng)V_{ds_Q1}達(dá)到最大值時(shí)，該階段結(jié)束。

    第三階段[t₂-t₃]：在t₂時(shí)刻，V_{ds_Q1}被箝位在Q₂體二極管導(dǎo)通。變壓器原邊能量通過反激輸出二極管D_o向副邊傳遞，給負(fù)載供電。由于箝位電容C_c的大小遠(yuǎn)大于Q₁結(jié)電容大小，所以勵(lì)磁電流幾乎全部流過C_c，給C_c充電，C_c電流迅速達(dá)到最大值，然后緩慢下降。L_k電流繼續(xù)下降。L_k與C_c形成諧振。

    第四階段[t₃-t₄]：在t₃時(shí)刻，Q₂開通，由于其體二極管已經(jīng)是導(dǎo)通狀態(tài)，故Q₂可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通。隨著充電的進(jìn)行，L_k電流下降，C_c電流下降，當(dāng)時(shí)，該過程結(jié)束。

    第五階段[t₄-t₅]：在t₄時(shí)刻，C_c中電流為零，Q₂的反向并聯(lián)二極管截止，Q₂導(dǎo)通，C_c中電流（諧振電流）開始反向增加。C_c釋放能量，此時(shí)D_o仍處于導(dǎo)通狀態(tài)，所以實(shí)現(xiàn)了漏感能量的回收利用。

    第六階段[t₅-t₆]：在t₅時(shí)刻，Q₂關(guān)斷，強(qiáng)迫電流換流，流經(jīng)Q₁結(jié)電容C_r，L_k與C_r諧振，C_r放電，Q₁漏源極電壓迅速下降，此期間D_o導(dǎo)通，原邊能量繼續(xù)傳給副邊。t₆時(shí)刻，V_{ds_Q1}減小到零，Q₁零電壓開通，重復(fù)上述過程^[8-9]。

3 有源箝位反激電路參數(shù)設(shè)計(jì)

    電路設(shè)計(jì)規(guī)格如下：最大輸入電壓U_{in max}=375 V，最小占空比D_min=0.2，開關(guān)頻率f_s=50 kHz，輸出電壓U_o=24 V，輸出功率P_o=100 W。

3.1 變壓器參數(shù)設(shè)計(jì)

    變壓器副邊電感L兩端的電壓U_L（副邊電壓的紋波系數(shù)按10%考慮）：

3.2 激磁電感L_m與諧振電感L_k

3.3 箝位電容C_c與主功率管結(jié)電容C_r

    箝位電容C_c的取值原則：C_c與L_k的半個(gè)諧振周期應(yīng)大于主功率管Q₁截止時(shí)間，即：

    為了使主功率管Q₁實(shí)現(xiàn)零電壓開通，要求諧振電感L_k與主功率管結(jié)電容C_r諧振周期的四分之一大于或等于輔助功率管Q₂關(guān)斷時(shí)間與主功率管Q₁開通時(shí)間的時(shí)間間隔T_d，即：

3.4 輸出濾波電容C_o

其中，ΔU_o為輸出電壓紋波。

4 仿真驗(yàn)證

    Saber是美國Analogy公司開發(fā)的一款功能強(qiáng)大的系統(tǒng)仿真軟件，兼容模擬、數(shù)字、控制量的混合仿真。本文在分析有源箝位反激變換器工作原理的基礎(chǔ)上，使用Saber軟件進(jìn)行仿真驗(yàn)證。鑒于本文僅對(duì)有源箝位反激變換器主拓?fù)潆娐愤M(jìn)行分析研究，所以為了敘述簡單，僅搭建了一個(gè)開環(huán)控制電路，但不影響對(duì)電路特性的分析和判斷。

    主電路設(shè)計(jì)參數(shù)如下：L_m=253 μH，C_c=360 nF，C_r=16 nF，C_o=140 μF，L=9.6 μF，Rz=4.8 Ω。

    基于Saber分別對(duì)反激電路和有源箝位反激電路進(jìn)行仿真。反激電路的仿真結(jié)果如圖4所示。從圖中可以得知：主功率管Q₁承受的電壓應(yīng)力較大，最大值為V_{ds_Q1}=698 V。主功率管Q₁不是零電壓開通，其漏源極電壓的尖峰很大而且高頻振蕩比較嚴(yán)重。主功率管Q1的瞬時(shí)損耗為P_{loss_Q1}=98 W。

    有源箝位反激電路仿真結(jié)果如圖5、圖6所示。從圖5中可以得知：相比于反激電路，有源箝位反激電路中，變壓器漏感引起的關(guān)斷電壓尖峰被消除了，功率管電壓應(yīng)力明顯降低。最大值為V_{ds_Q1}=570 V。主功率管Q₁的瞬時(shí)損耗為P_{loss_Q1}=1.84 W，而且主開關(guān)Q₁實(shí)現(xiàn)了零電壓開通和關(guān)斷，主功率管損耗明顯降低。

    圖6顯示：輔助功率管Q₂的瞬時(shí)損耗為P_{loss_Q2}=2.54 W。輔助功率管Q₂也實(shí)現(xiàn)了零電壓開通（ZVS）。  

5 結(jié)論

    本文通過對(duì)有源箝位反激電路工作過程的分析，設(shè)計(jì)了該電路關(guān)鍵器件的參數(shù)，最后通過Saber軟件進(jìn)行仿真比較并驗(yàn)證分析結(jié)果，仿真結(jié)果表明：針對(duì)傳統(tǒng)反激變換器存在的缺點(diǎn)，把有源箝位技術(shù)應(yīng)用于反激變換器中，可以實(shí)現(xiàn)功率管的零電壓開關(guān)（ZVS）；抑制功率管的電壓尖峰,在375 V的直流供電回路中，主功率管Q₁漏源級(jí)電壓降低了128 V，主功率管Q1的瞬時(shí)損耗降低了96.16 W。仿真結(jié)果與分析結(jié)果一致：有源箝位技術(shù)可以降低反激變換器的損耗，提高反激變換器的效率。

參考文獻(xiàn)

[1] LI R T H，CHUNG S H.A passive lossless snubber cell with minimum stress and wide soft-switching range[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2010，25(7)：1725-1738.

[2] SPIAZZI G，MATTAVELLI P，COSTABEBER A.High stepup ratio flyback converter with active clamp and voltage multiplier[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2011，26(11)：3205-3214.

[3] 張?zhí)m紅.電流控制型反激變換器分析與研究[J].電力電子技術(shù)，2001，35(3)：11-13.

[4] 鄒賢，趙新龍，魯文其.不同模式下反激式開關(guān)電源的分析[J].浙江理工大學(xué)學(xué)報(bào)，2014，31(1)：59-64.

[5] 劉婷.高效單端反激式變換器的研究[D].西安：西安理工大學(xué)，2011.

[6] MURTHY-BELLUR D，KAZIMIERCZUK M K.Active-clamp ZVS two-switch flyback converter[J].Circuits & Systems IEEE International Symposium on，2011，19(5)：241-244.

[7] 冉巖，宋蕙慧，曲延濱.光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的能量成型控制策略研究[J].電測(cè)與儀表，2014，52(2)：36-39.

[8] 張麗，方宇，趙齊齊，等.有源鉗位反激式光伏并網(wǎng)微逆變器的效率分析[J].電測(cè)與儀表，2015，52(2)：43-48.

[9] 黃秀成.非互補(bǔ)有源箝位反激變流器的研究[D].杭州：浙江大學(xué)，2011.