1.7.2 高增益柵狀拋物面天線
從性能價格比出發，人們常常選用柵狀拋物面天線作為直放站施主天線。由于拋物面具有良好的聚焦作用，所以拋物面天線集射能力強，直徑為 1.5 m 的柵狀拋物面天線，在900兆頻段，其增益即可達 G = 20dBi。它特別適用于點對點的通信，例如它常常被選用為直放站的施主天線。
拋物面采用柵狀結構，一是為了減輕天線的重量，二是為了減少風的阻力。
拋物面天線一般都能給出 不低于 30 dB 的前后比 ，這也正是直放站系統防自激而對接收天線所提出的必須滿足的技術指標。
1.7.3 八木定向天線
八木定向天線，具有增益較高、結構輕巧、架設方便、價格便宜等優點。因此，它特別適用于點對點的通信，例如它是室內分布系統的室外接收天線的首選天線類型。
八木定向天線的單元數越多，其增益越高，通常采用 6 - 12 單元的八木定向天線，其增益可達 10-15dBi。
1.7.4 室內吸頂天線
室內吸頂天線必須具有結構輕巧、外型美觀、安裝方便等優點。
現今市場上見到的室內吸頂天線，外形花色很多，但其內芯的購造幾乎都是一樣的。這種吸頂天線的內部結構，雖然尺寸很小，但由于是在天線寬帶理論的基礎上，借助計算機的輔助設計，以及使用網絡分析儀進行調試，所以能很好地滿足在非常寬的工作頻帶內的駐波比要求，按照國家標準，在很寬的頻帶內工作的天線其駐波比指標為VSWR ≤ 2 。當然，能達到VSWR ≤ 1.5 更好。順便指出，室內吸頂天線屬于低增益天線, 一般為G = 2 dBi。
1.7.5 室內壁掛天線
室內壁掛天線同樣必須具有結構輕巧、外型美觀、安裝方便等優點。
現今市場上見到的室內壁掛天線，外形花色很多，但其內芯的購造幾乎也都是一樣的。這種壁掛天線的內部結構，屬于空氣介質型微帶天線。由于采用了展寬天線頻寬的輔助結構，借助計算機的輔助設計，以及使用網絡分析儀進行調試，所以能較好地滿足了工作寬頻帶的要求。順便指出，室內壁掛天線具有一定的增益，約為G = 7 dBi。
2 電波傳播的幾個基本概念
目前GSM和CDMA移動通信使用的頻段為：
GSM：890 - 960 MHz， 1710 - 1880 MHz
CDMA: 806 - 896 MHz
806 - 960 MHz 頻率范圍屬超短波范圍；1710 ~1880 MHz 頻率范圍屬微波范圍。
電波的頻率不同，或者說波長不同，其傳播特點也不完全相同，甚至很不相同。
2.1 自由空間通信距離方程
設發射功率為PT，發射天線增益為GT，工作頻率為f . 接收功率為PR，接收天線增益為GR，收、發天線間距離為R，那么電波在無環境干擾時，傳播途中的電波損耗 L0 有以下表達式：
L0 (dB) = 10 Lg（ PT / PR ）
= 32.45 + 20 Lg f ( MHz ) + 20 Lg R ( km ) - GT (dB) - GR (dB)
[ 舉例] 設：PT = 10 W = 40dBmw ；GR = GT = 7 (dBi) ； f = 1910MHz
問：R = 500 m 時， PR = ？
解答： (1) L0 (dB) 的計算
L0 (dB) = 32.45 + 20 Lg 1910( MHz ) + 20 Lg 0.5 ( km ) - GR (dB) - GT (dB)
= 32.45 + 65.62 - 6 - 7 - 7 = 78.07 (dB)
（2）PR 的計算
PR = PT / ( 10 7.807 ) = 10 ( W ) / ( 10 7.807 ) = 1 ( μW ) / ( 10 0.807 )
= 1 ( μW ) / 6.412 = 0.156 ( μW ) = 156 ( mμW )
順便指出，1.9GHz電波在穿透一層磚墻時，大約損失 (10~15) dB
2.2 超短波和微波的傳播視距
2.2.1 極限直視距離
超短波特別是微波，頻率很高，波長很短，它的地表面波衰減很快，因此不能依靠地表面波作較遠距離的傳播。超短波特別是微波，主要是由空間波來傳播的。簡單地說，空間波是在空間范圍內沿直線方向傳播的波。顯然，由于地球的曲率使空間波傳播存在一個極限直視距離Rmax 。在最遠直視距離之內的區域，習慣上稱為照明區；極限直視距離Rmax以外的區域，則稱為陰影區。不言而語，利用超短波、微波進行通信時，接收點應落在發射天線極限直視距離Rmax內。 受地球曲率半徑的影響，極限直視距離Rmax 和發射天線與接收天線的高度HT 與 HR間的關系 為 ： Rmax ＝ 3.57{ √HT (m) +√HR (m) } (km)
考慮到大氣層對電波的折射作用，極限直視距離應修正為
Rmax ＝ 4.12 { √HT (m) +√HR (m) } (km)
由于電磁波的頻率遠低于光波的頻率，電波傳播的有效直視距離 Re 約為 極限直視距離Rmax 的 70% ，即 Re = 0.7 Rmax .
例如，HT 與 HR 分別為 49 m 和 1.7 m，則有效直視距離為 Re = 24 km。
2.3 電波在平面地上的傳播特征
由發射天線直接射到接收點的電波稱為直射波；發射天線發出的指向地面的電波，被地面反射而到達接收點的電波稱為反射波。顯然，接收點的信號應該是直射波和反射波的合成。電波的合成不會象 1 + 1 = 2 那樣簡單地代數相加，合成結果會隨著直射波和反射波間的波程差的不同而不同。波程差為半個波長的奇數倍時，直射波和反射波信號相加，合成為最大；波程差為一個波長的倍數時，直射波和反射波信號相減，合成為最小。可見，地面反射的存在，使得信號強度的空間分布變得相當復雜。
實際測量指出：在一定的距離 Ri之內，信號強度隨距離或天線高度的增加都會作起伏變化；在一定的距離 Ri之外，隨距離的增加或天線高度的減少，信號強度將。單調下降。理論計算給出了這個 Ri 和天線高度 HT與 HR 的關系式：
Ri = （4 HT HR ）/ l ， l 是波長。
不言而喻，Ri 必須小于極限直視距離Rmax。
2.4 電波的多徑傳播
在超短波、微波波段，電波在傳播過程中還會遇到障礙物(例如樓房、高大建筑物或山丘等)對電波產生反射。因此，到達接收天線的還有多種反射波（廣義地說，地面反射波也應包括在內），這種現象叫為多徑傳播。
由于多徑傳輸，使得信號場強的空間分布變得相當復雜，波動很大，有的地方信號場強增強，有的地方信號場強減弱；也由于多徑傳輸的影響，還會使電波的極化方向發生變化。另外，不同的障礙物對電波的反射能力也不同。例如：鋼筋水泥建筑物對超短波、微波的反射能力比磚墻強。我們應盡量克服多徑傳輸效應的負面影響，這也正是在通信質量要求較高的通信網中，人們常常采用空間分集技術或極化分集技術的緣由。
2.5 電波的繞射傳播
在傳播途徑中遇到大障礙物時，電波會繞過障礙物向前傳播，這種現象叫做電波的繞射。超短波、微波的頻率較高，波長短，繞射能力弱，在高大建筑物后面信號強度小，形成所謂的“陰影區”。信號質量受到影響的程度，不僅和建筑物的高度有關，和接收天線與建筑物之間的距離有關，還和頻率有關。例如有一個建筑物，其高度為 10 米，在建筑物后面距離200 米處，接收的信號質量幾乎不受影響，但在 100 米處，接收信號場強比無建筑物時明顯減弱。注意，誠如上面所說過的那樣，減弱程度還與信號頻率有關，對于 216 ～ 223 兆赫的射頻信號，接收信號場強比無建筑物時低16 dB，對于 670 兆赫的射頻信號，接收信號場強比無建筑物時低20dB .如果建筑物高度增加到 50 米時，則在距建筑物 1000 米以內，接收信號的場強都將受到影響而減弱。也就是說，頻率越高、建筑物越高、接收天線與建筑物越近，信號強度與通信質量受影響程度越大；相反，頻率越低，建筑物越矮、接收天線與建筑物越遠，影響越小。
因此，選擇基站場地以及架設天線時，一定要考慮到繞射傳播可能產生的各種不利影響，注意到對繞射傳播起影響的各種因素。
3 傳輸線的幾個基本概念
連接天線和發射機輸出端（或接收機輸入端）的電纜稱為傳輸線或饋線。傳輸線的主要任務是有效地傳輸信號能量，因此，它應能將發射機發出的信號功率以最小的損耗傳送到發射天線的輸入端，或將天線接收到的信號以最小的損耗傳送到接收機輸入端，同時它本身不應拾取或產生雜散干擾信號，這樣，就要求傳輸線必須屏蔽。
順便指出，當傳輸線的物理長度等于或大于所傳送信號的波長時，傳輸線又叫做長線。
3.1 傳輸線的種類
超短波段的傳輸線一般有兩種：平行雙線傳輸線和同軸電纜傳輸線；微波波段的傳輸線有同軸電纜傳輸線、波導和微帶。平行雙線傳輸線由兩根平行的導線組成它是對稱式或平衡式的傳輸線，這種饋線損耗大，不能用于UHF頻段。同軸電纜傳輸線的兩根導線分別為芯線和屏蔽銅網，因銅網接地，兩根導體對地不對稱，因此叫做不對稱式或不平衡式傳輸線。同軸電纜工作頻率范圍寬，損耗小，對靜電耦合有一定的屏蔽作用，但對磁場的干擾卻無能為力。使用時切忌與有強電流的線路并行走向，也不能靠近低頻信號線路。
3.2 傳輸線的特性阻抗
無限長傳輸線上各處的電壓與電流的比值定義為傳輸線的特性阻抗，用Ｚ0 表示。同軸電纜的特性阻抗的計算公式為
Ｚ。＝〔60/√εr〕×Log ( D/d ) [ 歐]。
式中，D 為同軸電纜外導體銅網內徑； d 為同軸電纜芯線外徑；
εr為導體間絕緣介質的相對介電常數。
通常Ｚ0 = 50 歐 ，也有Ｚ0 = 75 歐的。
由上式不難看出，饋線特性阻抗只與導體直徑D和d以及導體間介質的介電常數εr有關，而與饋線長短、工作頻率以及饋線終端所接負載阻抗無關。
3.3 饋線的衰減系數
信號在饋線里傳輸，除有導體的電阻性損耗外，還有絕緣材料的介質損耗。這兩種損耗隨饋線長度的增加和工作頻率的提高而增加。因此，應合理布局盡量縮短饋線長度。
單位長度產生的損耗的大小用衰減系數 β 表示，其單位為 dB / m （分貝／米），電纜技術說明書上的單位大都用 dB / 100 m（分貝／百米） .
設輸入到饋線的功率為Ｐ1 ，從長度為 L（m ）的饋線輸出的功率為Ｐ2 ，傳輸損耗TL可表示為：
TL ＝ 10 ×Lg ( Ｐ1 /Ｐ2 ) ( dB )
衰減系數為
β ＝ TL / L ( dB / m )
例如， NOKIA 7 / 8英寸低耗電纜， 900MHz 時衰減系數為 β＝ 4.1 dB / 100 m ，也可寫成 β＝3 dB / 73 m ， 也就是說， 頻率為 900MHz 的信號功率，每經過 73 m 長的這種電纜時，功率要少一半。
而普通的非低耗電纜，例如， SYV-9-50-1， 900MHz 時衰減系數為 β ＝ 20.1 dB / 100 m ，也可寫成β＝3dB / 15 m ，也就是說， 頻率為 900MHz 的信號功率，每經過15 m 長的這種電纜時，功率就要少一半！
3.4 匹配概念
什么叫匹配？簡單地說，饋線終端所接負載阻抗ＺL 等于饋線特性阻抗Ｚ0 時，稱為饋線終端是匹配連接的。匹配時，饋線上只存在傳向終端負載的入射波，而沒有由終端負載產生的反射波，因此，當天線作為終端負載時，匹配能保證天線取得全部信號功率。如下圖所示，當天線阻抗為 50 歐時，與50 歐的電纜是匹配的，而當天線阻抗為 80 歐時，與50歐的電纜是不匹配的。
如果天線振子直徑較粗，天線輸入阻抗隨頻率的變化較小，容易和饋線保持匹配，這時天線的工作頻率范圍就較寬。反之，則較窄。
在實際工作中，天線的輸入阻抗還會受到周圍物體的影響。為了使饋線與天線良好匹配，在架設天線時還需要通過測量，適當地調整天線的局部結構，或加裝匹配裝置。
3.5 反射損耗
前面已指出，當饋線和天線匹配時，饋線上沒有反射波，只有入射波，即饋線上傳輸的只是向天線方向行進的波。這時，饋線上各處的電壓幅度與電流幅度都相等，饋線上任意一點的阻抗都等于它的特性阻抗。
而當天線和饋線不匹配時，也就是天線阻抗不等于饋線特性阻抗時，負載就只能吸收饋線上傳輸的部分高頻能量，而不能全部吸收，未被吸收的那部分能量將反射回去形成反射波。
例如，在右圖中，由于天線與饋線的阻抗不同，一個為75歐姆，一個為50歐姆，阻抗不匹配，其結果是
3.6 電壓駐波比
在不匹配的情況下, 饋線上同時存在入射波和反射波。在入射波和反射波相位相同的地方，電壓振幅相加為最大電壓振幅Ｖmax ，形成波腹；而在入射波和反射波相位相反的地方電壓振幅相減為最小電壓振幅Ｖmin ，形成波節。其它各點的振幅值則介于波腹與波節之間。這種合成波稱為行駐波。
反射波電壓和入射波電壓幅度之比叫作反射系數，記為 R
反射波幅度 （ＺL－Ｚ0）
R ＝───── ＝ ───────
入射波幅度 （ＺL＋Ｚ0 ）
波腹電壓與波節電壓幅度之比稱為駐波系數，也叫電壓駐波比，記為VSWR
波腹電壓幅度Ｖmax （1 + R）
VSWR ＝ ────────────── ＝ ────
波節電壓輻度Ｖmin （1 - R）
終端負載阻抗ＺL 和特性阻抗Ｚ0 越接近，反射系數 R 越小，駐波比VSWR 越接近于１，匹配也就越好。
3.7 平衡裝置
信號源或負載或傳輸線，根據它們對地的關系，都可以分成平衡和不平衡兩類。
若信號源兩端與地之間的電壓大小相等、極性相反，就稱為平衡信號源，否則稱為不平衡信號源；若負載兩端與地之間的電壓大小相等、極性相反，就稱為平衡負載，否則稱為不平衡負載；若傳輸線兩導體與地之間阻抗相同，則稱為平衡傳輸線，否則為不平衡傳輸線。
在不平衡信號源與不平衡負載之間應當用同軸電纜連接，在平衡信號源與平衡負載之間應當用平行雙線傳輸線連接，這樣才能有效地傳輸信號功率，否則它們的平衡性或不平衡性將遭到破壞而不能正常工作。如果要用不平衡傳輸線與平衡負載相連接，通常的辦法是在糧者之間加裝“平衡－不平衡”的轉換裝置，一般稱為平衡變換器 。
3.7.1 二分之一波長平衡變換器
又稱“Ｕ”形管平衡變換器，它用于不平衡饋線同軸電纜與平衡負載半波對稱振子之間的連接。 “Ｕ”形管平衡變換器還有 1:4 的阻抗變換作用。移動通信系統采用的同軸電纜特性阻抗通常為50歐，所以在YAGI天線中，采用了折合半波振子，使其阻抗調整到200歐左右，實現最終與主饋線50歐同軸電纜的阻抗匹配。
3.7.2 四分之一波長平衡-不平衡器
利用四分之一波長短路傳輸線終端為高頻開路的性質實現天線平衡輸入端口與同軸饋線不平衡輸出端口之間的平衡-不平衡變換。
