摘 要： 研究了一種基于單級Buck的LED驅動器升級版——雙端正激變換器，對此變換器進行了理論分析和仿真驗證，并做出試驗樣機，測出其實驗波形。仿真和實驗結果表明，此變換器相較于其他LED驅動電源具有高功率因數、高效率、高可靠性等優勢。

　　關鍵詞： 驅動器； 變換器；有源功率因數校正電路；功率因數；效率

0 引言

　　LED驅動電源為LED提供動力，驅動電源設計的好壞，直接影響到LED的壽命、光衰和燈具的壽命。因此，高功率因數、高效率、高可靠性、長壽命等成為LED驅動電源的發展方向。

　　美國“能源之星”規定大于5 W的驅動電源功率因數要大于0.9。對于一般的AC/DC電源，普遍采用兩級結構。前一級電路進行PFC，再由后一級DC/DC變換電路獲得特定的電壓(電流)，比如工作于臨界電感電流模式，恒定導通時間變頻控制的Boost電路。兩級結構的驅動電源電路結構復雜，而且通過以前的研究發現其功率因數及效率不及單級驅動電源高[1]。輸出端電感電流工作于斷續模式下（為了保證輸入端的電流連續，輸入端加入LC濾波器）的Buck驅動電源是單級的，但其又存在不隔離的問題，所以本文提出了輸出端電感電流工作于斷續模式下的Buck驅動電源升級版——雙端正激變換器。 本文對此變換器進行了理論分析和仿真驗證，并做出試驗樣機，測出其實驗波形。仿真和實驗結果表明，此變換器相較于其他LED驅動電源具有高功率因數、高效率、高可靠性等優勢。

1 雙端正激變換器工作原理

　　LED作為驅動電源的負載，有很多連接方式，每種連接方式都有各自的優缺點，設計驅動電源時要充分考慮負載的連接方式。根據圖1 所示LED照明系統結構圖，考慮到本電源的負載為10個LED燈先串聯（每個LED燈的壓降為3.3 V左右），再加上限流電阻，所以設定電源輸出為36 V。電源的功率為100 W，為了得到較高的功率因數，選擇有源功率因數校正電路。

　　電源設計指標：

　　額定電壓AC：100 V~240 V，工頻頻率：50 Hz~60 Hz, PFC：額定滿載時>0.9，效率：0.8，輸出電壓：額定36 V，功率：100 W，電流諧波:滿足EN6100-3-2 Class C標準。

　　選擇開關頻率時，必須要考慮所選開關頻率足夠高，以保證電源體積足夠小并減小畸變。但開關頻率也不能太高，以確保電源有足夠高的頻率，一般開關頻率為 20 kHz~300 kHz。綜合考慮到電源的體積和效率，本電源開關頻率定為100 kHz。

　　根據其設計參數要求設計出雙端正激變換器LED驅動電源電路原理圖 ，如圖2所示。正激電源的工作過程類似于Buck變化器。如圖2所示，雙端正激電路有兩只管子，串聯在變壓器的初級側，兩只管子同時導通和關斷。當兩只管子導通時，輸入端能量輸出給負載，當它們關斷時輸出端電感和電容向負載提供能量，維持輸出電壓的恒定。

　　此時，變壓器初級側的同名端被D1鉗位至地，變壓器初級側的異名端被二極管D2鉗位至整流后的輸入電壓值。所以，兩只管子的最大電壓應力不會超過整流后的電壓值，并且該電路沒有漏感能量消耗，管子導通時，存儲于漏感中的所有能量在開關導通時通過D1、 D2回饋給輸入端，漏感電流從變壓器的異名端流出，經D2流入直流母線的正端，然后從直流母線的負極流出，經過D1返回到變壓器的同名端。

　　由于開關管關斷時，變壓器原邊的反向電壓與其導通時的正向電壓相等，所以磁芯總能復位。

2 功率級及控制電路的參數設計選擇

　　2.1 功率級參數設計選擇

　　對于相同結構的PFC電路，功率級的設計步驟類似[2]。該100 W電源的設計同樣適用于其他電路功率級設汁。

　　⑴輸入電容的選擇。如圖1所示的輸入端電容Co決定了輸入端高頻紋波電流的數量，它的值可根據一些特定的紋波電壓來確定。輸入功率一定，輸入電流最小時，紋波電壓Δu為最大輸入端電容上的紋波電壓峰峰值，一般取輸入最大輸入電壓幅值的20%，即Δu=20%×missing image file ×240=68 V。

　　當輸入電壓最大時，輸入端電流最小。對于該電路，輸入端電容在一周期內電荷守恒，當MOS管子關斷時，電容充電，當管子開通時管子放電。所以：

　　則管子占空比為：

　　為了保證輸出端電壓恒定，占空比必須跟隨輸入電流按正弦波變化。所以當輸入電流最小時，占空比最小。則最小占空比如下：

　　輸入端電容由下式計算：

　　實際設計中可以選擇220 nF。

　　⑵輸入端電感設計。與輸入端電容設計類似，首要考慮輸入端最大電流峰值。當輸入功率恒定、輸入電壓最小時，輸入電流最大。最大電流峰值可由下式計算：

　　輸入端電感電流紋波峰峰值為最大峰值電流的20%，可由下式計算：

　　最大占空比：

　　輸入電感為：

　　輸入端電感實際電路選擇700 μH。

　　Vout為輸入端經過整流后的平均電壓，即輸入端電容兩端的電壓。輸入端電感LO、CO 組成了一個二階濾波器，濾波器輸出為輸入電壓整流后的平均值，即輸入電壓有效值的90%。

　　⑶輸出端電感和電容的選擇，輸出端電感的設計與負載電流的變化有關，為了保證電路工作在斷續模式，首先計算出臨界電感值：

　　其中Iom為臨界電流值，

　　最小負載電流為：

　　令最小負載電流值為臨界電流值：

　　為保證輸出端電流斷續，輸出端電感必須小于該值，實際電路取20 μH，輸出端電容越大，輸出電壓紋波越小。輸出端電容的大小決定了輸出端紋波電壓的大小。

　　⑷輸出電容C1的計算。輸出端電容值由保持時間決定，保持時間即當斷掉輸入端交流電源時，C1要足夠大以保證在一定時間內保持輸出端電壓大約為輸出電壓的80%。一般取25 ms~50 ms，此處取34 ms。可得下式：

　　考慮到電容體積和電源成本，實際電路選擇輸出端電容為2 000 μF。

　　⑸開關管和二極管的選擇。開關管和MOS管子承受的最大電壓應力為輸出端電壓，最大電流應力為輸入端電流，所以要選擇額定電壓大于輸出端電壓，額定電流大于輸入端電流的開關管和二極管。

　　對于該電源輸出電壓最大為40 V,輸入端最大電流為1.414 A。二極管還要有足夠快的切換速度，以減小其開通損耗，降低自身消耗的功率。為保證電路的可靠性，此處開關管選擇功率MOS管18N50。該功率管耐壓值500 V(DC)，額定電流值18 A(DC)，導通電阻Ron ( ds)=0.625Ω，當二極管由開通到關斷的過程中會產生較大的反向恢復電流，從MOS管子導通直至二極管完全截止，該反向恢復電流和負載電流同時流過MOS管，會造成很大的功率損耗。此處二極管選用快速二極管RURP1560，額定耐壓值600 V，前向額定電流15 A,反向恢復時間35 ns。此處為降低二極管反向恢復電流，在其兩端并聯一RC吸收回路。

　　⑹輸出端電壓檢測。為便于MOS管子的驅動，輸出端電壓采樣此處選擇模塊CHV-25P電壓傳感器，輸出電流額定值為25 mA，輸入輸出電壓比為2 500:1 000。

　　⑺輸入電流檢測電阻的選擇。通常選擇輸入端電流檢測電阻上有1 V左右的電壓降，既可以保證有檢測信號足夠大和良好的噪聲容限，又不至于造成大的功耗。當輸入端流過最大峰值電流時，檢測電阻上會有最大的壓降。所以檢測電阻可由下式得到：

　　實際設計中該電阻Rs取1Ω。

　　2.2 控制電路的參數設計選擇

　　UC3854芯片為典型的雙環控制功率因數校正芯片[3-4](因為此芯片為常用芯片，其具體引腳圖、功能原理等很容易查閱到，所以在此不再敘述)。對于該芯片有很多技術參數，比如每個管腳電壓變化范圍、震蕩頻率等等。這些參數的選擇是由UC3854芯片自身決定的，與功率級無關，所以控制電路的設計可圍繞該芯片的外圍電路參數設計展開[5]。

　　⑴Rvac的選擇。如前所述，電流比較器的基準電流正弦波形是直接從輸入端采樣整流后的輸入電壓Vg(t)得到的，如圖2中所示。通過Rvac的采樣，引入一個正弦波形的電流信號，送到UC3854芯片的引腳6并作為乘法器的一路輸入。推薦流過Rvac的最大電流為0.6 mA, UC3854A/B在全范圍的工作溫度下[6]，該引腳的電壓為500 mV。為了保證最好的特性，當輸入電壓最大時，該引腳的電流必須限定在250 μA以內。電阻Rvac的值可由下式得到：

　　實際電路中Rvac選用990 kΩ，此處可以選擇3個330 kΩ的電阻串聯。

　　⑵Rset和CT的選擇，對于乘法器的輸出端電流Imo有兩個限制。一個是Imo可能會小于Iac的二倍，Iac為引腳6的輸入電流。另一個限制來自于流過引腳12的電流Iset。這兩個限制可由式（14）表示。當輸入端電壓最小，輸入端電流到達正弦波的峰值時，乘法器輸出電流最大。由式（15）的限制條件，當Imo最大時，Rset取最小值。

　　因此，在該電路中Rset取10 kΩ。

　　芯片內部振蕩器的充電電流Iset，其值由Rset設定，頻率由定時充電電流和電容決定。UC3854的振蕩頻率可由式（17）計算：

　　選擇開關頻率fs為100 kHz ，Rset為10 kHz，由式（17）求得定時電容為1.25 nF。

　　⑶峰值電流限制參數的選擇。當流過開關管的瞬時電流超過最大值時，會使芯片引腳2拉低至負電位，峰值電流限制比較器翻轉，將會使管子關斷。電流限制值是由從芯片內部基準電壓到電流檢測電阻端的電阻分壓設定的，Rpk1和Rpk2串聯在內部基準電壓和電流檢測電阻端之間分壓。當輸入電流增加時，檢測電阻兩端的壓降也會增加，芯片引腳2上的電壓會下降，當該電壓下降至0時，峰值電流限制功能被激活。Rpk1和Rpk2的值可由下式計算：

　　missing image file為電流檢測電阻上的電壓，該電壓通常被設定為1 V。此處假定過載時檢測電阻上的壓降為1.4 V。Vref為芯片內部電壓基準(由芯片引腳9引出)，為7.5 V。通常情況下選擇Rpk1為10 kΩ。所以由上式計算出Rpk2為1.8 kΩ。

　　⑷前饋網路設計。芯片引腳8接輸入端經過整流后的電壓平均值。對于UC3854，該引腳的電壓范圍為1.4 V~4.5 V，對于UC3854A/B，該引腳電壓為0 V~5.5 V。前饋網路的電阻也進行分壓，使得輸入電壓最低(100 V AC)時，VRMS(引腳8)為1.5 V。輸入電壓最大(270 V AC)時，該引腳電壓為4.77 V，滿足其工作范圍[7]。經整流后的電壓平均值為正弦半波電壓有效值的90%，當選定前饋網絡時，用電壓平均值計算。由下面的方程式確定分壓網絡串聯的電阻值。

　　所以前饋網路的電阻值分別為Rff1=1 160 kΩ，Rff2=100 kΩ，Rff3=22 kΩ。在實際電路中，Rff1用兩個串聯的電阻代替，阻值分別為470 kΩ和220 kΩ。前饋網路的兩個電容可看作兩個獨立的單極點網絡。可由以下公式計算：

　　其中fr為線電壓整流后的一次諧波電壓頻率，要確定兩個電容值必須先求出每個單極點濾波器在2倍的工作頻率時的增益[8]。

　　二次諧波電壓值為整流后電壓Vg(t)平均值的66%，濾波器的諧波衰減量或濾波器的“增益”，為分配到該畸變源的兩次諧波失真量除以66.2%，該值即為電阻分壓器的輸入端電壓。如前所述，前饋網絡分擔了1.5%的諧波畸變，如此可計算單極點濾波器的增益為：

　　則可由公式（20）計算出兩個電容值分別為：

3 雙端正激變換器仿真及實驗波形

　　3.1 仿真波形

　　用Psim搭建雙端正激變換器的仿真電路，輸入電壓/電流、輸出電壓、C1兩端電壓及輸出端電感電流仿真結果如圖3所示。

　　由仿真結果可知，電路滿載時，輸入電流功率因數為0.989，效率為90.6%，且可獲得紋波很小的36 V的輸出電壓。仿真能達到設計要求[9]。下面進行樣機試驗。

　　3.2 實驗波形

　　根據以上的參數選擇和仿真結果，選擇參數[10]：

　　輸入電壓：100 V~240 V AC

　　輸出電壓：36 V DC

　　L1=500 μH，L2=20 μH，C1=220 nF，C2=2 000 μF， R=13 kΩ，fs=100 kHz。

　　選取UC3854AN為控制芯片，原理圖如圖2所示，且測得輸入有效值為220 V交流電時的電路波形，該驅動電源的各個實驗波形如圖4。

4 結論

　　分析了基于單級Buck的升級版的LED驅動器——雙端正激變換器，對此變換器進行了理論分析和仿真驗證，并做出試驗樣機，測出其實驗波形。根據實驗測得功率因數為0.988，效率為92%。輸入電流能很好地跟蹤輸入電壓波形，且能輸出紋波很小的36 V電壓。實驗結果和仿真結果基本一致。仿真和實驗結果表明，此變換器相較于其他LED驅動電源具有高功率因數、高效率、高可靠性等優勢。

參考文獻

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