片上系統(tǒng)(SoC)是在單一芯片上實(shí)現(xiàn)信號(hào)采集、轉(zhuǎn)換、存儲(chǔ)、處理和I/ O接口等多種功能,具有面積小、功耗低、設(shè)計(jì)時(shí)間短、成本低和高性能指標(biāo)等特點(diǎn). SoC設(shè)計(jì)的核心是IP 核設(shè)計(jì). 在SoC的模擬集成電路設(shè)計(jì)中,使用簡(jiǎn)單的電路結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)高性能成為模擬電路設(shè)計(jì)的趨勢(shì). 運(yùn)算放大器是模擬電路最重要的電路單元,但是隨著電源電壓的不斷降低,常規(guī)設(shè)計(jì)的運(yùn)放受閾值電壓及飽和電壓降的影響而導(dǎo)致運(yùn)放的輸入輸出動(dòng)態(tài)范圍不斷減小,影響后級(jí)電路的正常工作. 為了增大運(yùn)算放大器的動(dòng)態(tài)范圍,出現(xiàn)了Rail-to-Rail 結(jié)構(gòu).
通常的兩級(jí)Rail-to-Rail 運(yùn)放包含復(fù)雜的AB類輸出級(jí),它占用很大的芯片面積. 而且AB類控制會(huì)增加運(yùn)放的噪聲和失調(diào)電壓.雖然有的運(yùn)放克服了上述問題. 然而, 由于使用了復(fù)雜的浮地電流源來偏置求和電路和AB 類輸出級(jí),輸入級(jí)跨導(dǎo)隨共模電壓發(fā)生很大的變化,使得頻率補(bǔ)償特性難以達(dá)到最佳. 此外,輸出晶體管的瞬態(tài)電流隨電流電壓變化 .
筆者提出了一種基于SoC應(yīng)用的5V Rail-to-Rail 運(yùn)算放大器,其中輸入級(jí)采用互補(bǔ)差分對(duì)輸入. 運(yùn)放的輸出級(jí)不同于以往復(fù)雜的AB類輸出級(jí),也不同于使用浮地電流源來偏置求和電路和AB 類輸出級(jí)的電路,而是采用分壓電路來實(shí)現(xiàn). 整個(gè)運(yùn)放IP核的電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單有效,非常適合SOC應(yīng)用.
1 電路結(jié)構(gòu)
1.1 輸入級(jí)
通常,運(yùn)算放大器的輸入級(jí)均采用匹配性能好,失調(diào)、溫漂很小的差分放大電路. 為了使運(yùn)放的共模輸入在整個(gè)電源范圍內(nèi)變化時(shí)電路都能正常工作,采用NMOS管和PMOS管并聯(lián)的互補(bǔ)差分輸入對(duì)結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)輸入級(jí)的Rail-to-Rail.基本的Rail-to-Rail輸入級(jí)結(jié)構(gòu)如圖1 所示,M1-M2 為NMOS 差分輸入對(duì),M3-M4 為PMOS 差分輸入對(duì).
圖1 基本的Rail-to-Rail 輸入級(jí)結(jié)構(gòu)
Rail-to-Rail 輸入級(jí)的工作原理如下,其共模輸入電壓范圍如圖2所示.
圖2 Rail-to-Rail運(yùn)算放大器共模輸入電壓范圍
PMOS差分輸入對(duì)共模輸入電壓范圍為VSS < VCM < VDD - Vdsat -Vgsp , NMOS差分輸入對(duì)共模輸入電壓范圍為VSS + Vgsn + Vdsat < VCM < VDD，其中VCM為共模輸入電壓, Vgsp為p管的柵源電壓, Vdsat為電流源兩端電壓, VDD為正電源, VSS為負(fù)電源, Vgsn為n管的柵源電壓.輸入級(jí)所需要的最小電源電壓為Vsup ,min = Vgsp + Vgsn + 2Vdsat . 當(dāng)電源電壓大于Vsup ,min 時(shí),輸入級(jí)能夠正常工作,總的共模輸入范圍為VSS < VCM < VDD , 從而實(shí)現(xiàn)了輸入級(jí)的Rail-to-Rail .所設(shè)計(jì)的運(yùn)放輸入級(jí)工作在亞閾值區(qū),根據(jù)輸入共模電壓的不同,輸入級(jí)電路可分為3 個(gè)工作狀態(tài) :
當(dāng)共模電壓接近VDD 時(shí),NMOS差分輸入對(duì)處于放大工作狀態(tài),輸入級(jí)跨導(dǎo)為gm = gmn = In/( nnVth) ;當(dāng)共模輸入電壓接近VSS時(shí),PMOS 差分輸入對(duì)處于放大工作狀態(tài),輸入級(jí)跨導(dǎo)為gm = gmp = Ip/ ( npVth) ; 當(dāng)共模電壓處于中間值時(shí),NMOS輸入對(duì)和PMOS輸入對(duì)均處于放大工作狀態(tài),輸入級(jí)跨導(dǎo)為gm = gmp + gmn = Ip/( npVth) + In/ (nnVth) . 其中In和Ip分別為NMOS和PMOS輸入管的漏級(jí)電流, np和nn分別為NMOS和PMOS輸入管的弱反型斜率因子, Vth是熱電勢(shì)kT/q , 為26mV.
1.2 輸出級(jí)
整個(gè)運(yùn)算放大器采用對(duì)稱結(jié)構(gòu)(如圖3) ,并且運(yùn)用分壓電路進(jìn)行求和. M5 , M20 , M18 和M8 構(gòu)成分壓支路. 分壓支路中M5 和M20 與M8和M18的阻抗變化機(jī)理相同,因此僅描述M5 和M20 的阻抗變化. 電路如圖4 示,圖中A 點(diǎn)電壓恒定, M6 工作在飽和區(qū). 根據(jù)輸出電阻公式
r0 = 1/ (λID) , (1)
( λ為溝道長(zhǎng)度調(diào)制系數(shù)) ,當(dāng)輸入電壓變化時(shí), M1和M2 的漏級(jí)電流變化,圖中B 點(diǎn)電壓會(huì)發(fā)生變化, 但因M19引入一個(gè)負(fù)反饋, 使得B點(diǎn)電壓恒定. 根據(jù)飽和區(qū)
線性區(qū)
由式(1)～(3)知, VGS的變化使得M5和M6的漏級(jí)電流變化,導(dǎo)致阻抗變化和C點(diǎn)電壓變化. C點(diǎn)電壓變化使得M20在線性區(qū)和飽和區(qū)之間變化,因此M20 的阻抗發(fā)生很大變化. 同理,輸入電壓變化時(shí),M8和M18的阻抗發(fā)生變化,變化趨勢(shì)與M5和M20相反. 因C點(diǎn)、F點(diǎn)電位分別接近VDD和GND,M24的柵壓在VDD和GND之間變化. 運(yùn)放的第2級(jí)放大采用簡(jiǎn)單的共源級(jí)放大,以提供最大的輸出擺幅. 為使放大器有良好的頻率響應(yīng)特性,采用了Miller電容補(bǔ)償技術(shù) .
圖3 Rail-to-Rail 運(yùn)算放大器結(jié)構(gòu)
圖4 阻抗變化機(jī)理圖
2 仿真結(jié)果與討論
電路采用上華0.6μm DPDM CMOS工藝,基于BSIM3V3 Spice模型,用Hspice進(jìn)行仿真. 電源電壓為5V ,偏置電壓為3. 7V. 輸入級(jí)的跨導(dǎo)隨輸入共模電壓變化的結(jié)果如圖5 所示. 輸入級(jí)跨導(dǎo)變化兩倍,跨導(dǎo)在0.8V到3.85V之間恒定,為190μs. 跨導(dǎo)變化是因?yàn)檩斎牍材ｋ妷涸谥虚g值時(shí),輸入級(jí)跨導(dǎo)為NMOS和PMOS輸入對(duì)跨導(dǎo)之和,而在共模電壓接近GND或VDD時(shí),輸入級(jí)跨導(dǎo)分別為PMOS和NMOS輸入對(duì)的跨導(dǎo).
圖5 輸入級(jí)跨導(dǎo)曲線圖
將運(yùn)放接成電壓跟隨器的形式,測(cè)量其單位增益響應(yīng),仿真結(jié)果如圖6所示. 從圖6 可以看出,放大器的輸入輸出達(dá)到了整個(gè)電源電壓范圍.運(yùn)算放大器的幅頻、相頻特性如圖7所示,整個(gè)電路的直流開環(huán)增益達(dá)107.8dB ,相位裕度為62.4°,單位增益帶寬為4.3MHz.
圖6 單位增益?zhèn)鬏斕匦郧€
圖7 運(yùn)算放大器幅頻、相頻特性
整個(gè)運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)結(jié)果如表1所示. 運(yùn)算放大器的整體性能比較好,并且在5V的電源電壓下,功耗只為0.34mW. 此外,運(yùn)放的對(duì)稱性好,結(jié)構(gòu)緊湊,版圖面積小,只為0.05mm2 ,非常適合SoC的應(yīng)用.
3 總 結(jié)
從IP核設(shè)計(jì)的角度出發(fā),筆者設(shè)計(jì)了一種結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、低功耗、高增益的Rail-to-Rail CMOS運(yùn)算放大器.輸入級(jí)采用互補(bǔ)差分對(duì)結(jié)構(gòu),輸出采用分壓電路進(jìn)行求和,再接以PMOS為負(fù)載的共源級(jí)進(jìn)行放大. 較以往的Rail-to-Rail運(yùn)算放大器大大簡(jiǎn)化了結(jié)構(gòu),對(duì)稱性好,版圖面積小,易于實(shí)現(xiàn). 模擬結(jié)果表明運(yùn)放的輸入輸出都達(dá)到全擺幅,且增益和相位裕度分別為107.8 dB和62.4°,功耗只為0.38mW,非常適于做成SoC的IP核.