簡史
斬波放大器已誕生幾十年了，追溯起來將近有60年。斬波放大器的發明是為了滿足極低失調、低漂移運放的需要。在那時，斬波放大器的性能比雙極型運放優越。原始斬波放大器的輸入和輸出由開關控制（或斬波），對輸入信號進行調制，校正失調誤差，然后在輸出時解調。該技術可確保失調電壓和漂移很低，但也有其局限。由于要對放大器的輸入進行采樣，因此輸入信號的頻率必須低于斬波頻率的一半，以避免混疊。除了帶寬限制外，斬波操作還會導致出現顯著毛刺，需要在輸出端進行濾波，以濾除所造成的紋波。
作為下一代自校正放大器代表的斬波穩態運放使斬波放大器的性能獲得了極大改進。該架構使用了兩個放大器：“主”放大器和“調零”放大器，如圖1所示。調零放大器通過將輸入端短路并對其自身的調零引腳施加校正信號來校正其自身的失調誤差，隨后監視并校正主放大器的失調。因為主放大器始終連接到IC的輸入和輸出，因此輸入信號的帶寬由主放大器的帶寬決定，而不再取決于斬波頻率。這一特性使該架構相對于早期的斬波放大器有很大的優勢。開關操作造成的電荷注入仍是個問題，這可能導致信號瞬變，并且注入的電荷會與輸入信號耦合，造成互調失真。
圖1簡化的斬波穩態功能框圖
自動調零架構在概念上與斬波穩態放大器相似，即有一個調零放大器和一個主放大器。但是，經過了多年的重大改進，目前自動調零架構的噪聲、電荷注入和其他與斬波穩態運放相關的性能問題都被降到了最小的程度。不同的制造商使用不同術語定義該架構，例如，“自動調零”、“自動相關調零”以及“零漂移”。無論術語如何表達，基本的底層架構都是相同的。
自動調零架構的優勢
如上所述，自動調零架構會持續地自校正放大器的失調電壓誤差。這就形成了相對于傳統運放的幾個獨特優勢。
1 低失調電壓
調零放大器持續地消除其自身的失調電壓，然后對主放大器施加校正信號。該校正信號的頻率取決于實際的設計，但通常每秒發生幾千次。例如，Microchip Technology的MCP6V01自動調零放大器每100μs校正一次主放大器，即每秒一萬次。這種持續校正可確保極低的失調電壓，比傳統運放低得多。此外，校正失調電壓的過程還會校正其他直流規范，例如電源抑制和共模抑制。因此，自動調零放大器能實現比傳統放大器更優異的抑制能力。
2 溫度和時間漂移低
所有放大器，無論其工藝技術和架構如何，都會隨溫度和時間變化產生失調電壓。多數運放用V/℃來描述該失調的溫度漂移。該漂移在不同放大器間可能差別很大。對于傳統放大器，通常介于幾到幾十μV/℃之間，這在高精度應用中可能是個大問題；和初始失調誤差不同，該漂移無法用一次性系統校正來消除。
除了溫度漂移外，放大器的失調電壓也會隨著時間而改變。對于傳統運放，該時間漂移（有時稱為累增）通常不會在數據手冊中指出，但它會在器件的整個使用壽命中產生顯著的誤差。
自動調零架構固有的特性，使它能通過持續地自校正失調電壓，盡可能減少溫度漂移和時間漂移。這樣，自動調零放大器相比傳統運放在漂移性能方面有顯著改善。例如，前面提到的MCP6V01運放的最大溫度漂移只有50nV/℃。
3 消除1/f噪聲
1/f噪聲又名閃爍（flicker）噪聲，是由傳導路徑的不規則性和晶體管內偏置電流造成的噪聲而引起的低頻現象。在較高的頻率上，1/f噪聲可忽略不計，因為其他來源的白噪聲開始占據主導地位。如果輸入信號近乎直流信號（如來自應變計、壓力傳感器和熱電偶等的輸出），該低頻噪聲將是個大問題。
在基于自動調零的放大器中，1/f噪聲在失調校正的過程中被濾除了。由于該噪聲源出現在輸入端，并且噪聲信號變化相對較慢，因此可認為是放大器失調的一部分，能相應地得到補償。
4 低偏置電流
偏置電流就是流入放大器輸入偏置輸入晶體管的總電流。該電流的強度可在μA級別到pA級別不等，很大程度上取決于放大器輸入電路的架構。當將高阻抗傳感器連接到放大器輸入時，該參數變得極為重要。偏置電流流經該高阻抗傳感器時，傳感器上會產生壓降，導致電壓誤差。對于這些應用，就需要低偏置電流。
實際上，現今市場上的所有自動調零放大器均采用CMOS輸入級，可產生很低的偏置電流。但是，來自內部開關的注入電荷會使偏置電流略高于更傳統的CMOS輸入運放。
5 靜態電流
對于電池供電的應用，靜態電流是個關鍵參數。由于調零放大器和支持自校正自動調零架構所需的其他電路，在帶寬和壓擺率給定的情況下，自動調零放大器通常會比傳統放大器消耗更多的靜態電流。已對此進行了重大改進以提高該架構的效率。部分運放（例如， MCP6V03）提供片選或關斷引腳，以便在器件不工作時盡可能減小靜態電流。
應用示例：便攜式口袋秤
以上指出了自動調零架構有助于提高放大器性能的幾個參數。下面將探討使用應變計的應用示例，它會突顯出自動調零放大器的部分優勢。
便攜秤是被廣受用于稱量如貴金屬、珠寶和藥物等小物件的設備。這些設備用電池供電，通常需要達到1/10g的精度，甚至更高。因此，該應用需要對用于稱重的應變計進行高精度而低功耗的信號調理。
應變計使用電阻來測定各外力造成的應變量。有幾類不同的應變計，最常見的是金屬應變計。此類應變計金屬線或小片金屬箔組成。施力時，應變計上應力（或正或負）的改變會導致應變計電阻改變。隨后通過測量電阻的變化量即可獲知所施加的力的大小。通常將一個或多個應變計以惠斯通電橋的方式連接，因為這種電路能提供優異的靈敏度。電阻值的改變是很小的，因此惠斯通電橋電路的總電壓輸出也很小。對于本例，我們假定輸出滿量程電壓為10mV。
圖2是用于分析該應用的一個簡化電路。請注意，該電路并非用于完整表示實際的電路，而是經過簡化來展示自動調零架構的優點。例如，惠斯通電橋電路的輸出應經過緩沖以提供高阻抗輸入，但以下電路圖并未顯示緩沖電路。在該電路中，放大器的差動增益被配置為500，因此理想狀態下惠斯通電橋的滿量程輸出可經過放大器變為5V輸出。
圖2 簡化的應用電路
由于該應用需要大增益，因此放大器的失調電壓很關鍵。放大器造成的任何電壓失調，都會被增益放大。例如，MCP606是一個CMOS運放，其內帶有一個非易失性存儲器以減小輸入失調電壓，在這種情況下，室溫時的最大失調電壓為250μV（室溫下）的最大失調。
在該應用中，MCP606的最大失調誤差可在放大器輸出端形成125mV的誤差，即滿量程的2.5%。讓我們將它與MCP6V01自動調零放大器比較，后者的最大失調僅有2μV（室溫下）。該失調將在放大器輸出端產生1 mV的最大誤差，它只是滿量程輸出的0.02%。
自動調零架構的另一個優勢是時間漂移和溫度漂移都比較低。本例假定便攜秤的工作溫度范圍是0～50℃。MCP606的溫度漂移規定為1.8μV/℃。由于該溫度范圍造成的漂移誤差可達90μV，后者又會被電路增益放大，導致在放大器輸出端出現額外的45 mV的誤差。而另一方面，MCP6V01規定的最大漂移僅為50nV/℃。因此，該應用的漂移誤差在放大器電路輸出端僅為1.25mV，比MCP606放大器的性能強30多倍。
如前所述，1/f噪聲可能是低頻應用（如文本所述的稱重應用）的一個限制因素。MCP606運放展示了典型的1/f噪聲頻譜，轉折頻率約為200Hz。從這點開始，1/f噪聲開始占據主導地位，導致電壓噪聲密度在1Hz下遠高于200nV/√Hz。MCP6V01運放由于其自校正自動調零架構，不會顯示該1/f噪聲，它在低頻下保持為常數。對于稱重應用，測壓元件的輸出是一個變化很慢的信號，因此1/f噪聲是很關鍵的因素。