摘 要：利用電磁兼容設計方法通過對特性阻抗、微孔、布局布線、電源模塊、接地等技術的研究，進行了GPS上變頻器的設計。實驗測試結果證明，其輸出信號抗噪聲能力比沒有經過電磁兼容設計產品高15 dB，從而使產品更具有可靠性。
關鍵詞：電磁兼容；上變頻器；特性阻抗
GPS上的變頻器完成GPS基帶信號到載波信號之間的變頻，是連接基波信號和載波信號之間的橋梁。其抗干擾能力及變頻質量的好壞直接影響到終端的性能。采用傳統方法已經不適應于高頻設計，基于此本文利用電磁兼容設計方法對GPS上變頻器進行設計，以改善它的性能，提高抗干擾能力。
1 上變頻器EMC設計
上變頻部分由前端放大器、頻率合成器、本地振蕩器、濾波器及功放電路組成，其結構如圖1所示。
其特點是芯片集成度高、體積小、電路的布局布線密度大、多種信號共存、易受干擾等。對于高頻部分不能采用傳統設計方法，需仔細分析電路的特性，對關鍵信號先仿真后布線，對關鍵部分進行電磁兼容性研究。文章對主要上變頻部分的特性阻抗、微孔、電源模塊、接地等進行電磁兼容（EMC）性設計。
1.1 特性阻抗匹配
在設計PCB射頻板之前，要選好板材、匹配特性阻抗、關鍵信號的線寬仿真計算、各個信號層的設置等。
首先確定層數及各層順序。本設計采用四層板，如圖2所示，由上至下依次為信號層、地層、電源控制線層和地層。而常規四層板設計方法為：由上至下依次是信號層、地層、電源層、信號層。但本設計采用不同于常規的方案，主要考慮到電磁兼容性問題。因為這樣把電源和控制線放在兩地層中間，無形中兩個地層就對它們進行了屏蔽，減少了電磁波對射頻傳輸線的串擾影響；再者，為射頻信號提供完整的地層，這樣在趨膚效應作用下，降低了地層的阻抗。
其次確定介電常數。信號在高速傳輸中，導線表面附近的電流密度加大，而中心部分的電流密度減少，趨膚效應使得高頻信號衰減增大[1]，即信號沿著導體表面傳輸，使得阻抗提高。如果按照傳統的方法，不對信號進行特性阻抗匹配，就可能會引起信號遇到終端而反射回來疊加到原始信號電平上，或從原始信號電平中扣除，最終甚至無法使系統正常運行和工作[2]。匹配傳輸線的使用可以使得數字和模擬信號在很長距離上互連接，而不致于它們波形嚴重失真，不會閉合它們的眼孔（圖形）而造成嚴重的發射問題或者形成很差的抗擾度[2]。很多RF芯片的輸入輸出阻抗，以及射頻通信電纜的特性阻抗值都是50 Ω，基于此，需要把射頻板射頻傳輸線特性阻抗盡量接近50 Ω，以符合標準通信的要求。在傳輸線理論中，表面微帶線IPC計算公式如下：
本設計中，首先選擇射頻板材RF-35，其介電常數εr在1.9 GHz下為3.5±0.035。考慮到性價比，設計走線銅箔厚度為t=1.35 mm，層間板材高度h=10mm，走線寬度w=20 mm，經計算得到特性阻抗Z0=50 Ω，符合射頻特性阻抗的要求。
1.2 微孔的設計
通常微孔可分為3類，即盲孔、埋孔和通孔。盲孔位于印刷線路板的頂層和底層表面，具有一定深度，用于表層線路和下面的內層線路的連接，孔的深度通過不超過一定的比率（孔徑）。埋孔是指位于印刷線路板內層的連接孔，它不會延伸到線路的表面。上述兩類孔，在線路印制過程中比通孔昂貴，本設計采用通孔（孔穿過整個線路板）技術，連接不同層的線路，通孔直徑為12 mm。通孔焊盤直徑為25 mm，地平面絕緣孔直徑為35 mm，印刷板厚度為35.4 mm。每個過孔都有對地的寄生電容。過孔的物理結構很小，就像電路連接一個元件，其寄生電容參考值[3]為：
式中，D2為地平面的絕緣孔直徑，D1為通孔周圍的焊盤直徑，T為印刷電路板的厚度，C為通孔的寄生電容。
通過式(2)可求得該設計的通孔寄生電容為0.43pf，對10 MHz時鐘信號上升沿,利用HyperLynx進行仿真，結果如圖3所示，較平穩曲線為源端的信號曲線，另一曲線為接收端的信號曲線，其中接收端的最大過沖電壓為128.6 mV, 過沖比率為:
影響很小，可用于時鐘過孔走線。
1.3 布局布線設計
在同一個屏蔽腔內布局時，如果空間允許盡量采用“一”字形布局；如果空間確實受到限制，在同一個屏蔽腔內不能采用“一”字布局，要采用“L”形布局[4-5]。
頻率合成器中的數據線、時鐘線、使能線在射頻PCB中，是關鍵信號線，走線除了應該遵守數字PCB設計規則外，還要注意以下幾點：
(1)增加隔離措施，保證數據、時鐘、使能線上沒有其他信號存在。從屏蔽腔外部接到PCB的數據、時鐘、時能線，要經過安裝在屏蔽上的穿心電容。另一種簡單的方法是在數據、時鐘、時能線上加RC低通濾波器，R、C的選值需保證正確的時鐘時序，防止時鐘的過沖。
(2)數據、時鐘、使能線不能在數字頻率合成器芯片、晶體、晶體振蕩器、變壓器、光耦、電源模塊等器件底部表面層走線。
(3)數據、時鐘、使能線避免與同一層或相鄰的模擬信號線交叉走線。
(4)對高頻走線盡量走弧線，使阻抗均勻。
(5)射頻信號走線采用3W原則。
1.4 接地
關于接地在前面已經說明一些，這里再需要補充的還有：
(1)在工藝允許的前提下，縮短焊盤邊緣與過孔邊緣的距離；
(2)在工藝允許的前提下，接地大焊盤必須直接蓋在至少6個接地過孔上；
(3)接地線需要走一定的距離時，應縮短接地線長度，不能超過λ/20，以防止天線效應導致信號輻射；
(4)除特殊用途外，不得有孤立銅皮，銅皮上一定要加地線過孔。
1.5 電源模塊設計
電源在電路中的作用如同心臟在人體中的作用一樣，關系到整個電路的“命脈”，所以電源設計部分是關鍵。典型電源設計都是在電源芯片電源端并接兩個電容，一個是容量較大的極性電解電容，另一個是較小的陶瓷電容，分別承擔著低頻、高頻交流成分濾波的任務。但是在射頻電路中這樣是不夠的，需要在把數字地和模擬地，模擬電源和數字電源分開，中間用磁珠連接。電源模塊原理如圖4所示。
中間連接EMI加磁珠，用于抑制信號線、電源線上的噪聲和尖峰干擾，它同時具有吸收靜電脈沖能力，這種濾波器只允許直流或低頻信號通過，而對較高頻率干擾信號則有很大的衰減，使電子設備達到電磁兼容和靜電釋放的功能。圖4電源模塊原理圖采用3個電容并聯，這3個電容的容量相差100倍。利用它們各自的優點分別濾除電源線上的低、中、高頻。該模塊信號頻率高于1 GHz時，還要增加10pF濾波電容[6]。
在PCB印制板中，把電源的模擬部分和數字部分用分割形式完全隔開，其原理如圖5所示。
在本設計中，為區別與傳統的總線方法，采用位面，電流不受線路控制，分布在整個層上。由于整體阻抗小，電源位面系統比總線系統的噪聲更小。
2 實驗測試
對輸入為2.2 dB正弦信號進行測試比較，R&S FSP30頻譜儀測得結果如圖6所示。
其中中間峰值Mark1為本振信號，Mark2為上變頻信號，Mark3為上變頻鏡像信號。通過圖中比較可以看出上變頻信號比本振信號高15.71dB，比其他最大諧波信號高17 dB。
沒有經過電磁兼容設計，測得的頻譜如圖7所示。
上變頻信號比本振信號強3 dB，比其他最大諧波信號高3.2 dB。
通過實驗測試，采用電磁兼容設計方法，輸出信號比本振信號高出15.71 dB，與沒有經過電磁兼容設計的PCB板相比，抗噪聲能力超過12 dB，使系統更加可靠。為此，對GPS上變頻采用電磁兼容方法設計具有重要的意義。
參考文獻
[1] 高速數字電路設計及EMC設計[EB].www.cnshu.cn,2008.
[2] 王守三.PCB的電磁兼容設計技術、技巧和工藝[M] .北京:機械工業出版社,2008.
[3] 袁子建,吳志敏,高舉.高速PCB的過孔設計[J].電子工藝技術, 2002,(7).
[4] 徐暄,徐紅勇,歐陽俊輝,等.印制電路板的電磁兼容問題[J] .電子工藝技術,2001,(7).
[5] STEPHEN A. The RF and microwave circuit design cook book[M].Artech House Publishers,1998.
[6] 黃智偉.射頻電路設計[M] .北京:電子工業出版社,2006.