溫室效應(yīng)和日漸枯竭的地球資源使得功率電路設(shè)計(jì)中的節(jié)能要求變得越來越重要。設(shè)計(jì)人員正在尋求效率更高、功耗更低的解決方案，以期減少不必要的能量損失。利用諧振電感和諧振電容的LLC 諧振轉(zhuǎn)換器，使用零電壓開關(guān)(ZVS)或零電流開關(guān)(ZCS)可獲得更加高效的解決方案。雖然LLC諧振轉(zhuǎn)換器具有更高的效率，采用不連續(xù)模式(DCM)或臨界導(dǎo)通模式(BCM)工作的次級(jí)端MOSFET的電流可能引起功率損耗。本文將討論如何使用次級(jí)端同步整流器電路來降低功率損耗，探討使用次級(jí)端電流使MOSFET同步導(dǎo)通和關(guān)斷的控制方法，以及使用LLC初級(jí)端柵極信號(hào)來控制MOSFET的電壓和導(dǎo)通時(shí)間的方法。
I. 前言：半橋LLC轉(zhuǎn)換器
為了獲得更高的功效，與200W到800W雙管正激轉(zhuǎn)換器相比，LLC諧振轉(zhuǎn)換器的初級(jí)端MOSFET能夠輕易達(dá)到零電壓開關(guān)(ZVS)，以期節(jié)省能量，并且獲得更高的效率。此外，LLC諧振轉(zhuǎn)換器使用獨(dú)特的部件，能夠省略次級(jí)端的儲(chǔ)能電感，優(yōu)于雙管正激轉(zhuǎn)換器的方案，并減小在印刷電路板上的占位面積。由于LLC諧振轉(zhuǎn)換器的特性，將會(huì)以臨界導(dǎo)通模式(BCM)或不連續(xù)模式(DCM)處理次級(jí)端電流，電流峰值將會(huì)大于雙管正激轉(zhuǎn)換器的電流峰值。下面將介紹幾種使用不同的檢測(cè)信號(hào)來控制MOSFET導(dǎo)通和關(guān)斷的方法。
II. 同步整流器控制方法的分析
在LLC諧振轉(zhuǎn)換器控制次級(jí)端整流器時(shí)，尤其是在關(guān)斷的過程中，MOSFET導(dǎo)通和關(guān)斷的控制定時(shí)是非常重要的。我們可以使用檢測(cè)LLC諧振轉(zhuǎn)換器初級(jí)端或次級(jí)端的電流或電壓信號(hào)的方式，來確定MOSFET導(dǎo)通的區(qū)域。圖1為L(zhǎng)LC轉(zhuǎn)換器的同步整流電路圖。我們使用所示的電壓和電流符號(hào)，介紹四種在次級(jí)端同步整流器關(guān)斷過程中控制MOSFET的方法。
圖1. LLC轉(zhuǎn)換器的同步整流器電路圖
1. 檢測(cè)次級(jí)端電流(IDS1和IDS2)
通過檢測(cè)MOSFET的電流，可利用次級(jí)端同步整流器來控制MOSFET導(dǎo)通和關(guān)斷的時(shí)間，如圖2和3所示。由于需要檢測(cè)IDS1和IDS2，需要增加一個(gè)電流互感器(Current Transformer, CT)，從MOSFET信號(hào)中獲取控制信息。與初級(jí)端電流相比，次級(jí)端電流要大些，所以電流互感器的匝數(shù)比很大。最后，設(shè)計(jì)人員可以使用電阻將分離的電流信號(hào)變換成電壓信號(hào)，并將其發(fā)送至邏輯電路來控制MOSFET器件。
圖2所示為使用兩個(gè)電流互感器來檢測(cè)電流信號(hào)，圖3所示為使用一個(gè)電流互感器來檢測(cè)電流信號(hào)的情況，在這個(gè)設(shè)計(jì)中，電路布局受到更多的限制，但是省去了一個(gè)電流互感器并且節(jié)省了線路板面積。
圖2. 使用雙電流互感器檢測(cè)同步整流器電流
圖3. 使用單一電流互感器檢測(cè)同步整流器電流
圖4所示為每個(gè)相位的情況，該相位使用由電流互感器的檢測(cè)電流轉(zhuǎn)換而來的電壓，以便控制MOSFET波形和GATE信號(hào)。設(shè)定的電平用作控制MOSFET導(dǎo)通和關(guān)斷的基點(diǎn)。圖5所示為一個(gè)電流互感器檢測(cè)到電流后的兩個(gè)相位，轉(zhuǎn)換成電壓以確定MOSFET導(dǎo)通和關(guān)斷的波形。我們觀察到電流互感器檢測(cè)到的波形是交流信號(hào)VXN，并且具有一個(gè)不同的輸出負(fù)載波形。在輕負(fù)載下，次級(jí)端電流集中在開關(guān)周期的終端，所以，控制MOSFET的GATE打開信號(hào)的時(shí)間會(huì)更短。如果輸出電流繼續(xù)降低，電流互感器檢測(cè)到的電流將會(huì)減小，我們可以使用檢測(cè)到的電平來確定在輕負(fù)載或無負(fù)載情況下關(guān)斷同步整流器的時(shí)間。
圖4. 雙電流互感器控制同步整流器的波形
圖5. 單一電流互感器控制同步整流器的波形
雖然使用電流互感器檢測(cè)電流信號(hào)能夠控制MOSFET導(dǎo)通和關(guān)斷的時(shí)間，但還是存在不足。通過監(jiān)測(cè)流過電流互感器次級(jí)端的電流來檢測(cè)信號(hào)，會(huì)少許增大電流互感器的電流損耗，略微降低SR的效率。如果是這樣，在發(fā)生最輕微的過負(fù)載時(shí)必須關(guān)斷同步整流器的功能，設(shè)計(jì)人員必需在兩個(gè)電路相位反轉(zhuǎn)和交替時(shí)仔細(xì)監(jiān)測(cè)電流。
2. 檢測(cè)次級(jí)端同步整流器電壓VDET
使用電流互感器檢測(cè)次級(jí)端電流，可以方便地控制MOSFET，但為了避免電流互感器上的損耗，可以使用另一種檢測(cè)方法。為此，在檢測(cè)MOSFET導(dǎo)通時(shí)，利用RDSON上的電壓來揭示MOSFET電流的直接比率。這樣在MOSFET導(dǎo)通時(shí)檢測(cè)了電壓，并且提供了一種控制關(guān)斷時(shí)間的方法。MOSFET導(dǎo)通定時(shí)使用了跨越MOSFET的體二極管。當(dāng)次級(jí)端電流相位轉(zhuǎn)換時(shí)，電流通過MOSFET，使其關(guān)斷。使用這些條件來控制MOSFET的導(dǎo)通定時(shí)，MOSFET上的電壓將會(huì)降低二極管的正向電壓VF。如圖6所示，當(dāng)IDS開始通過MOSFET的體二極管時(shí)，MOSFET上的電壓VDET為負(fù)，觸發(fā)發(fā)出GATE信號(hào)來導(dǎo)通MOSFET。在GATE導(dǎo)通時(shí)，可以觀察到VDET下降，電壓為RDSON*IDS。
圖6. 同步整流器的VDS波形
該檢測(cè)方法可與使用電流互感器檢測(cè)電流的方法相媲美，防止電流互感器之間和電流互感器上的能量損失，并精確地控制電流互感器的使用。這種方法最適合LLC次級(jí)端同步整流器。重要的是保證檢測(cè)VDET 信號(hào)到控制電路之間的間隔不能太長(zhǎng)，可能由于線路內(nèi)電感的寄生效應(yīng)造成信號(hào)的失真，此外，需要控制的信號(hào)會(huì)受到干擾。選擇最低的MOSFET RDSON和最小的過載輸出是控制MOSFET關(guān)斷定時(shí)的簡(jiǎn)便方法。
3. 檢測(cè)次級(jí)端同步整流器的導(dǎo)通周期
在MOSFET導(dǎo)通時(shí)，可以使用與檢測(cè)V?DS相同的方法來檢測(cè)VDET電壓。通過檢測(cè)VDS導(dǎo)通時(shí)間，并且在MOSFET導(dǎo)通后VDET處于接近0V的低電壓下，可以測(cè)量同步整流器的導(dǎo)通時(shí)間(tDETL)，在這段時(shí)間內(nèi)，DETL低于低電平(大約1~2V)。該信息用來確定同步整流器柵極針對(duì)下一個(gè)開關(guān)周期的關(guān)斷時(shí)間。為什么能夠使用這個(gè)功能，原因是LLC拓?fù)涞母邆?cè)和低側(cè)開關(guān)占空比是對(duì)稱的，在穩(wěn)定狀態(tài)下，開關(guān)頻率不會(huì)有大的變化?？刂茖?dǎo)通的定時(shí)使用了MOSFET的體二極管，MOSFET先導(dǎo)通，然后斷開。
圖7所示為這種控制方式。在過程開始時(shí)獲取信息作為控制MOSFET關(guān)斷的方法，這種方法使GATE較早關(guān)斷，以防止由于某些原因而造成MOSFET晚關(guān)斷。在MOSFET導(dǎo)通且受到噪聲和連線的一些干擾時(shí)，這種方式比直接檢測(cè)VDET上微小負(fù)電壓的方式更加穩(wěn)定。由于電流低至0A，tDEAD的周期(從GATE關(guān)斷的定時(shí)到IDS的定時(shí))將變長(zhǎng)，減低同步整流器的活動(dòng)性可以改善能效。
圖7. 同步整流器的VDS波形
4. 使用LLC諧振轉(zhuǎn)換器初級(jí)端柵極信號(hào)的同步控制
使用LLC諧振轉(zhuǎn)換器初級(jí)端柵極信號(hào)的同步控制是最直接的控制方法。使用由初級(jí)高側(cè)和低側(cè)信號(hào)計(jì)算而來的GATE信號(hào)，并將結(jié)果提供給次級(jí)端，控制相應(yīng)的次級(jí)端MOSFET的導(dǎo)通和關(guān)斷。如圖8所示，處理高側(cè)和低側(cè)的額外信號(hào)后，使用邏輯電路發(fā)送信號(hào)來控制次級(jí)端的MOSFET。注意，VHG和VLG的信號(hào)不能直接從計(jì)算導(dǎo)出，最有效的方法是使用LLC的信號(hào)來生成VHG和VLG信號(hào)，控制初級(jí)端的MOSFET。因?yàn)樵诖蠖鄶?shù)情況下，相應(yīng)的次級(jí)端MOSFET需要早于初級(jí)端MOSFET關(guān)斷，原始的LLC控制信號(hào)不能直接驅(qū)動(dòng)MOSFET，必須發(fā)送一個(gè)新信號(hào)。
圖8. 使用初級(jí)端LLC信號(hào)控制同步整流器電路
使用這種檢測(cè)方法時(shí)必須滿足兩點(diǎn)要求：
A. 當(dāng)在II區(qū)域中使用LLC時(shí)，由于可能出現(xiàn)諧振電流IL低于磁性電流IM，這會(huì)使IP為零并且造成初級(jí)端和次級(jí)端的去耦合。去耦合的主要條件是次級(jí)端二極管關(guān)斷。所以，如果要改變同步整流器電路，需要在這一時(shí)間間隔內(nèi)關(guān)斷MOSFET。我們無法通過監(jiān)測(cè)初級(jí)端LLC控制的信號(hào)來了解該現(xiàn)象何時(shí)出現(xiàn)，所以必須添加功能，早些關(guān)斷SR，以阻止電流反向。
B. 當(dāng)LLC系統(tǒng)工作于I區(qū)域時(shí)，從圖9我們能夠找出初級(jí)端GATE信號(hào)與次級(jí)端電流的關(guān)系。當(dāng)?shù)蛡?cè)MOSFET關(guān)斷時(shí)，次級(jí)端的相應(yīng)電流還沒有降到零，所以，雖然次級(jí)端沒有出現(xiàn)相位立即改變的情況，但會(huì)發(fā)生相位置換的情況。工作于I區(qū)域的現(xiàn)象和相位置換時(shí)間的長(zhǎng)度將會(huì)伴隨過載的交換。因此，當(dāng)使用初級(jí)端信號(hào)來控制同步整流器時(shí)，設(shè)計(jì)人員應(yīng)增加功能，以推遲同步整流(SR)的導(dǎo)通和關(guān)斷。這樣會(huì)確保這種情況不會(huì)發(fā)生并且能夠防止同步整流器受到初級(jí)端諧振電流的損壞。圖10所示為正常工作的同步整流器波形。
圖9. 次級(jí)端和初級(jí)端LLC信號(hào)的繞組電壓波形
圖10. 同步整流器波形和初級(jí)端LLC信號(hào)
III．結(jié)論
最后，表1給出了四種檢測(cè)方法。從邏輯上講，當(dāng)MOSFET導(dǎo)通時(shí)，就控制而言，檢測(cè)電流會(huì)比檢測(cè)VDET容易。最復(fù)雜的方法是與LLC信號(hào)同步，這要求增加功能，以改善I區(qū)域和II區(qū)域的情況。檢測(cè)電流需要使用電流互感器（CT），而使用初級(jí)端LLC的信號(hào)則需要電壓互感器（PT）。因此，各種因素更加難以控制。在布局設(shè)計(jì)過程中，設(shè)計(jì)人員在確定電流互感器的電流檢測(cè)方法以及MOSFET非常精確的RDSON電壓時(shí)必需非常仔細(xì)。因?yàn)闄z測(cè)到的RDSON電壓大約為1mV至10mV，所以更易受到干擾。采用通過PT發(fā)送同步信號(hào)的初級(jí)端LLC信號(hào)方式，要求設(shè)計(jì)人員考慮噪聲問題。
如果同步整流器死區(qū)時(shí)間受到布局和已降低噪聲的影響，檢測(cè)RDSON電壓的方法可以使得變化最小。由于交換頻率的差異，檢測(cè)VDET所需的時(shí)間將改變同步整流器的死區(qū)時(shí)間。從安全方面考慮，該功能時(shí)間是最長(zhǎng)的。與LLC信號(hào)同步的方法將根據(jù)I區(qū)域相位移動(dòng)的改善程度來確定同步整流器的死區(qū)時(shí)間。高效設(shè)計(jì)的最終考慮因素表明同步整流器的死區(qū)時(shí)間越短，其工作效率越高。因?yàn)樵黾与娏骰ジ衅鱽頇z測(cè)電流會(huì)增加損耗，其效率將會(huì)低于檢測(cè)VDET時(shí)間的方法。因此，在設(shè)計(jì)過程中，我們可以選擇合適的檢測(cè)和控制功效的方法。
表1. 次級(jí)端繞組電壓波形和初級(jí)端LLC信號(hào)