蓄電池作為備用電源在直流系統中起著極其重要的作用，從而在電力、通信、金融、交通等各行各業中得到廣泛的應用。平時蓄電池組處于浮充電備用狀態，負荷由交流供電，只有當交流電失電時，蓄電池組才向負荷提供能量。為了檢驗蓄電池組的實際容量，保證系統的正常運行，一般情況要對蓄電池組每年進行一次核對性放電。目前在國內市場上的放電設備主要使用可變電阻、電阻盤、碳棒等，而且需要人工調節放電電流，控制精度低，工作繁復。
針對現狀，我們研制了自動恒流放電系統。本系統采用先進的IGBT大功率電子器件和PWM脈寬調制控制技術，同時利用康銅電阻合金作為放電電阻，并使放電電流在大范圍內連續可調，且有較高的恒流精度。該放電系統采用大功率的電子負載和恒流控制技術后，能瞬間承受高達100A的沖擊電流及長時間20A恒流負載，以實現對電池負荷能力的檢測和對電池容量的核對性檢測。
主要技術指標如表1所示。
1 放電系統工作原理
放電系統的組成包括了IGBT功率器件部分、PWM集成驅動電路部分、采樣放大、比較、反饋部分。系統原理框圖如圖1所示。
根據設計電流精度要求，利用分流器采樣，分流器的規格為75mV、20A。采樣信號經濾波，進入精密儀表放大器INA128，INA128是BB公司生產的精密、低功耗儀表放大器。INA128實際上是一個窗口(雙限)比較器，特別適合微電壓的放大，只要選擇合適的外部增益電阻RG，就可調到合適的放大倍數G＝2/0.075＝26.7。根據公式G＝1+50kΩ/RG，可算出RG＝50kΩ/(G－1)＝1.948kΩ，選1.2kΩ的電阻和1kΩ的精密電位器串聯即可。
經過INA128放大的電壓再經一級RC濾波，濾波后的電壓反饋到W3524的反饋端(W3524的1腳)，作為W3524內部比較放大器的取樣電壓。
2 控制驅動電路
驅動電路原理圖如圖2所示。圖中的W3524是最為流行的開關電源集成控制器，它包括了所有無電源變壓器開關電源所要求的基本功能，如控制、保護、取樣放大的功能，且使用方便靈活，同時在制造上采用常規的平面工藝。W3524可為脈寬調制式推挽、橋式、單端及串聯型SmPS提供全部控制電路系統的控制單元。它提供電源變壓器開關電源的全部功能，而且增加了取樣比例放大器、限流保護以及內部電路的過流和短路保護。由于采用斜波后沿作為死區控制，因而節省了死區時間控制器；內部基準源既向內、外電路提供基準電壓，又作為內部各部分的工作電壓，并提供50mA輸出電流，輸出晶體管T1、T2集電極和發射極都懸空，這樣使用增加了靈活性?；鶞试磳儆诔Ｒ幍拇撌骄€性直流穩壓電源，它向單片內部的斜波發生器、比較放大器、脈寬調制器、T型觸發器等以及通過16腳向外均提供+5V的工作電壓和基準電壓，使斜波發生器產生幅度在1.2～3.6V的連續不對稱三角波，由內部直接輸入到脈寬調制器的同相端。
與此同時，斜波發生器又向下一級的T型觸發器和“或非”門提供一個同步方波脈沖。它們的頻率由6、7腳的外接電阻RT和電容CT所決定，一般可以從100kHz調到500kHz，由它構成的PWM型開關電源的工作頻率可達100kHz。當取樣電壓和基準電壓分別通過1、2腳送入內部的比較放大器比較放大時，輸出的控制電壓送到脈寬調制器的反向端。脈寬調制器把控制電壓與斜波基準電壓進行比較，輸出一個寬度受控制電壓所調制的方波脈沖，然后同時送往兩個前級“或非”門的輸入端。
工作頻率由6、7腳的外接電阻RT和電容CT所決定，fPWM＝1.15/(RT×CT)。考慮到對CT的充電電流為(1.2～3.6/RT一般為30μA到2mA)。因此RT取值為1.8kΩ到100kΩ。同時9腳對地串接有0.1μf的電容和30kΩ的電阻，以實現頻率補償，用作內部誤差放大器的相位補償，否則會有自激產生。
3 估算發熱
根據上述對IGBT的分析研究，三棱H系列IGBT器件—CT60是基于第三代IGBT技術和續流二極管技術，為功率電路設計、緩沖電路(吸收回路)設計及熱設計而采用的大功率器件。它的最大允許峰值電壓VCES為1000V；最大通過峰值電流IC為60A；T＝25°C時IGBT的最大允許功耗為250W；T＝25°C時IGBT結溫的允許范圍為－40～150°C；在規定條件和額定集電極電流下，IGBT的飽和壓降(通態電壓)VCE(sat)為2.6V；開通和過渡時間Td(on)為0.15μS；上升時間TR為0.3μS；關斷過渡時間Td(off)為0.3μS；續流二極管的正向壓降VEC為3V。
由此可知最大導通功耗：
在計算了IGBT的總平均功耗PC＝193.25W后，就可估算IGBT表面部分的平均結溫Tj＝TC+PC×RTH(j－C)，其中TC為環境溫度(假設環境溫度為30°C)，PC為總平均功耗，RTH(j－C)為標定的結殼熱阻(查CT60的標定結殼熱阻為0.4°C/W)，則IGBT的表面平均結溫：
通過計算可知，不能忽視IGBT在運行中所發生的巨大導通功耗和開關功耗。而這些功耗通常表現為熱，所以必須采用散熱器把這些熱量從功率芯片傳導到外部環境中去。當把IGBT安裝在散熱器上時，還應注意避免安裝受力不均勻，因此使用平面度為150μm的散熱器。為了達到有效地把熱量傳導到外部散熱器，在傳熱界面要選擇使用在工作溫度內性能穩定并且在裝置壽命期內性能不發生變化的導熱硅脂。
4 系統保護
由于實際的功率電路線路中總有寄生漏電感，當IGBT被關斷時，感性負載中的電流不可能立刻發生變化，該負載電感兩端產生阻止母線電流減少的電壓V(V＝LdI/dT)。它與電源電壓相迭加并以浪涌電壓的形式加在IGBT的兩端。在極端情況下，該浪涌電壓會超過IGBT的額定值VCES并導致它損壞。在IGBT功率回路中引起浪涌電壓的能量與1/2LPI2成比例，LP是母線的寄生電感，I是工作電流。由此可見，在使用大電流的器件時更加需要降低功率回路的電感。因此為了得到一種適合大電流工作的低母線電感電路，就需要特殊的母線結構。有交錯鍍銅層和絕緣層構層的迭層母線設計，可以使電感量降低。迭層母線中被絕緣層隔離的寬板用于正極和負極母線的連接，這種寬板起到了防止功率回路中寄生電感的作用。
其次，好的緩沖電路可以有效控制浪涌電壓的關斷和用續流二極管恢復浪涌電壓，用以減少功率器件的開關損耗。IGBT緩沖電路與傳統的雙極晶體管緩沖電路存在兩個方面的區別：一是IGBT具有強大的開關工作區，緩沖電路只需控制瞬態電壓而不需要保護就可以抑制伴生達林頓晶體管的二次擊穿超限；二是IGBT常工作在比達林頓高得多的頻率范圍。三種IGBT緩沖電路如圖3所示。
緩沖電路“B”使用快恢復二極管可箝住瞬變電壓，從而抑制振蕩的發生。緩沖電路“B”的RC時間常數，應該設為該開關周期的約1/3(τ＝T/3＝1/3f)。但對于大功率級別的IGBT工作，緩沖電路“B”的回路寄生電感將變得很大，以至不能有效地控制瞬變電壓。由于大功率IGBT電路需要極低電感量的緩沖電路，而且緩沖電路必須盡可能地聯到IGBT上，設計緩沖電路時，得考慮二極管封裝內的寄生電感和緩沖電容引線的寄生電感。通常，小電容并聯或二極管并聯產生的電感量比大的單電容或單二極管產生的電感量更低。
IGBT在運行中會有導通功耗與開關功耗發生。這些功耗通常表現為熱，所以必須采用散熱器把這些熱量從功率芯片傳導到外部環境中去。如熱系統設計不當，功率器件將過熱并導致損壞。導通損耗伴隨IGBT處于通態并傳導電流而發生。導通期間的總功耗是由通態飽和電壓與通態電流的乘積來計算的。在PWM的應用中，導通損耗須與占空比因子相乘，從而得到平均功率。導通損耗的一次近似可通過IGBT的額定VCE(sat)值與期待的器件平均電流值的乘積來得到，即PSS＝VCE(sat)×IC。開關損耗是在IGBT開通與關斷過渡過程期間的功率損耗。當PWM信號頻率高于5kHz時，開關損耗會非常顯著，一定要在熱設計中予以考慮。得到開關損耗的最精確的方法是測量在開關過渡過程中IC與VCE的波形。將此波形逐點相乘，從而得到功率的瞬時波形，此功率波形下面的面積就是以焦耳/脈沖為單位的開關能量，這一面積通常通過作圖積分來計算?？傞_關能量是開通與關斷過程所耗能量之和，平均開關損耗是由單脈沖總開關能量[1]與PWM頻率相乘得到，即：平均開關功耗PSW＝fPWM×[ESW(on)+ESW(off)]。而總功耗為導通功耗與開關功耗之和，即PC＝PSS+PSW。此放電系統也將利用該公式來估算IGBT器件的平均功耗。
5 PCB的總體可靠性設計
良好的電路布局是保證設備和電路安全運行及長壽命的重要前提，同時工藝限制也對PCB提出了嚴格的要求，應遵循以下幾條原則：
·PCB可靠性設計應做到系統集成化、專業化設計。總體考慮電源地線布置、去耦與排線設計。區域分配應注意模擬電路、數字電路、功率器件的布局[2]。
·可靠的電源、地線設計應做到模擬、數字的分別供電，減少地線公共阻抗，防止形成地線回路，同時保證一點接地以及電源入口的去耦設計。
該自動恒流放電模塊可配合智能蓄電池組監測系統使用，當放電時放電電流連續可調，此時智能蓄電池組監測系統將監測每節電池的電壓變化，當有任一節電池電壓低于設定值時(或交流停電)，放電自動停止，顯示放電時間，并予以記錄。該模塊也可單獨使用，當放電時放電電流連續可調，此時需人工監測每節電池的電壓，控制放電模塊停止放電。本設備使用簡單，安全可靠，恒流精度高，可廣泛應用于需要對蓄電池或電源進行恒流負載放電的場合。
參考文獻
[1]張贏.電源大全.西南交通大學出版社.1993
[2]何立民.MCU應用系統的可靠性設計綱要VO.5.電子技術應用，1999；25(5)：4—6<