1.高效率70W通用開關(guān)電源" title="開關(guān)電源">開關(guān)電源模塊

TOPSwitch GX適合制作低成本、高效率、小尺寸、全密封式開關(guān)電源模塊或電源適配器（adapter）。由TOP249Y構(gòu)成的密封式70W（19V，3.6A）通用開關(guān)電源模塊，電路如圖1所示。當(dāng)環(huán)境溫度不超過40℃時，模塊的外形尺寸可減小到10.5mm×5.5mm×2.5mm。設(shè)計的交流輸入電壓范圍是85V～265V，這屬于全世界通用的電壓范圍。該電源能同時實現(xiàn)輸入欠壓保護、過壓保護、從外部設(shè)定極限電流、降低最大占空比等功能，其主要技術(shù)指標為：

額定輸出功率PO=70W；

負載調(diào)整率SI=±4％；

電源效率η≥84％（當(dāng)交流輸入電壓U=85V時，滿載效率可達85％；當(dāng)U=230V時，電源效率高達90％）；

空載功率損耗<0.52W（U=230V時）； 

 
圖1高效率70W通用開關(guān)電源模塊電路

輸出紋波電壓≤120mV（峰峰值）。該電源共使用3片集成電路：TOP249Y型6端單片開關(guān)電源（IC1）；線性光耦合器PC817A（IC2）；可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器TL431（IC3）。電阻R9和R10用來從外部設(shè)定功率開關(guān)管的漏極極限電流，使之略高于滿載或輸入欠壓時的漏極峰值電流ID(PK)。這就允許在電源起動過程中或輸出負載不穩(wěn)定但未出現(xiàn)飽和的情況下，采用較小尺寸的高頻變壓器。當(dāng)輸入直流電壓過壓時。R9和R10還能自動降低最大占空比DMAx，對最大負載功率加以限制。R11為欠壓或過壓檢測電阻，并能給線路提供電壓前饋，以減少開關(guān)頻率的波動。取R11=2MΩ時，僅當(dāng)直流輸入UI電壓達到100V時，電源才能起動。TOPSwitchGX的欠壓電流IUV=50μA，過壓電流IOV=225μA。有公式

UUV=IUV·R11（1）

UOV=IOV·R11(2）

將R11=2MΩ分別代入式（1）和式（2）中得到，UUV=100V（DC），UOV=450V（DC）。過壓時最大占空比DMAx隨流入X端的電流IX的增大而減小，當(dāng)IX從90μA增加到190μA時，最大占空比DMAx就從78％（對應(yīng)于UUV=100V）線性地降低到47％（對應(yīng)于375V）。在掉電后，欠壓檢測能在C1放電時減少輸出干擾，只要出現(xiàn)輸出調(diào)節(jié)失效或者輸入電壓低于40V的情況，都會使TOPSwitch GX關(guān)閉。當(dāng)開關(guān)電源受到450V以上的沖擊電壓時，R11同樣可使TOP249關(guān)斷，避免元器件受到損壞。

由VDZ1和VD1構(gòu)成的漏極鉗位電路，能吸收在MOSFET關(guān)斷時由高頻變壓器初級漏感產(chǎn)生的尖峰電壓，保護MOSFET不受損壞。VDZ1采用鉗位電壓為200V的P6KE200型瞬態(tài)電壓抑制器，VD1選用UF4006型超快恢復(fù)二極管，其反向耐壓為800V。將電容C11和VDZ1并聯(lián)后，能減少鉗位損耗。選擇全頻工作方式時，開關(guān)頻率設(shè)定為132kHz。為了減小次級繞組和輸出整流管的損耗，現(xiàn)將次級繞組分成兩路，每路單獨使用一只MBR20100型20A／100V的共陰極肖特基對管（VD2、VD3），然后并聯(lián)工作。輸出濾波電路由C2、C3、L1、C4和C14構(gòu)成。空載時，TOP249Y能自動降低開關(guān)頻率，使得在交流230V輸入時電源損耗僅為520mW。TOP249Y具有頻率抖動特性，這對降低電磁干擾很有幫助。只要合理地選擇安全電容C7和EMI濾波器（L2、L3、C6）的元件值，就能使開關(guān)電源產(chǎn)生的電磁輻射符合CISPR22（FCCB）/EN55022B國際標準。將C7的一端接UI的正極，能把TOP249Y的共模干擾減至最小。需要指出，C7和C6都稱作安全電容，區(qū)別只是C7接在高壓與地之間，能濾除初、次級耦合電容產(chǎn)生的共模干擾，在IEC950國際標準中稱之為“Y電容”。C6則接在交流電源進線端，專門濾除電網(wǎng)線之間的差模干擾，被稱作“X電容”。

精密光耦反饋電路由IC2、IC3等組成。輸出電壓UO通過電阻分壓器R4～R6獲得取樣電壓，與TL431中的2.50V基準電壓進行比較后產(chǎn)生誤差電壓，再經(jīng)過光耦去改變TOP249Y的控制端電流IC，使占空比發(fā)生變化，進而調(diào)節(jié)UO保持不變。反饋繞組的輸出電壓經(jīng)VD4、C15整流濾波后，給光耦中的接收管提供偏壓。C5還與R8一起構(gòu)成尖峰電壓濾波器，使偏置電壓在負載較重時能保持恒定。R7、C9、C10和R3、C5、C8均為控制環(huán)路的補償元件。

2由TOP249Y構(gòu)成的DC／DC變換式250W

開關(guān)電源

該DC／DC變換式開關(guān)電源采用一片TOP249Y，輸入為250V～380V直流電壓，輸出為48V、5.2A（250W），電源效率可達84％。其電路如圖2所示。C1為高頻濾波電容，專門抑制從輸入端引入的電磁干擾。由于TOP249工作在它的功率上限，因此需將X端與源極S短接，把極限電流設(shè)置為內(nèi)部最大值，即ILIMIT=ILIMIT（max）=5.7A。在L端到UI之間接一只2MΩ的電阻R1，可進行線路檢測。若UI>450V，則TOP249Y停止工作，直到電壓恢復(fù)正常。這就有效地防止了元器件損壞。

由于初級電流較大，須采取以下措施：第一，采用低泄漏電感的高頻變壓器并在初、次級之間增加屏蔽層，將漏感減至最小；第二，在鉗位保護電路中的瞬態(tài)電壓抑制器兩端并聯(lián)阻容元件R2、R3、C6，構(gòu)成保護功能完善的VDZ1、VD1、R、C型鉗位及吸收電路，以便吸收掉漏感上較大的磁場能量。這種設(shè)計的優(yōu)點在于，正常工作時VDZ1的損耗非常小，泄漏磁場能量主要由R2和R3分擔(dān)；VDZ1的關(guān)鍵作用是限制在起動（或過載）情況下的尖峰電壓，確保內(nèi)部MOSFET的漏極電壓低于700V。

次級繞組電壓首先經(jīng)過VD2、C9、C10和C11整流、濾波，再通過L2、C12濾除開關(guān)噪聲之后，獲得穩(wěn)定的直流輸出電壓UO。為減小濾波電容的等效電感，現(xiàn)將C9、C10和C11作并聯(lián)使用。穩(wěn)壓管VDZ2、VDZ3和VDZ4的穩(wěn)壓值分別為22V、12V、12V，串聯(lián)后的總穩(wěn)壓值UZ=46V，穩(wěn)定電流IZ≈10mA。設(shè)光耦中紅外發(fā)光二極管LED的正向壓降為UF，輸出電壓由下式確定：

 
圖2-250W開關(guān)電源電路

UO=UZ＋UF＋UR6≈46V＋1V＋10mA×100Ω=48V

R6是LED的限流電阻，它還決定控制環(huán)路的增益。二極管VD4和電容C14構(gòu)成軟起動電路。剛上電時，由于C14兩端壓降不能突變，致使VD6因負極接低電平而導(dǎo)通，此時穩(wěn)壓管不工作。隨著C14被充電，其兩端的壓降不斷升高，又使VD4變成截止狀態(tài)，輸出電壓才建立起來。掉電后，C14上的電荷就經(jīng)過R9泄放掉。C13和R8為高壓控制回路的頻率補償元件。為了保證TOP249Y能在滿載情況下正常輸出，必須給TOP249Y加上面積足夠大的散熱器，使芯片即使在低壓輸入或最高環(huán)境溫度下工作，芯片的最高結(jié)溫也不超過110℃（僅對Y封裝而言，其他封裝均不得超過100℃）。若受安裝條件限制，無法加裝大散熱器，則必須進行通風(fēng)降溫。

3由TOP246Y構(gòu)成的45W多路輸出式開關(guān)

電源

由TOP246Y構(gòu)成45W多路輸出式開關(guān)電源的電路如圖3所示。它可作為機頂盒、電報譯碼器、大容量硬盤驅(qū)動器或筆記本電腦的開關(guān)電源。該電源在輸入電壓為交流185V～265V時，額定輸出功率為45W，峰值輸出功率可達60W；電源效率η≥75％，空載時的功耗僅為0.6W。五路輸出分別為：UO1（5V、3.2A）、UO2（3.3V、3A）、UO3（30V、0.03A）、UO4（18V、0.5A）、UO5（12V、0.6A）；它們的負載調(diào)整率依次為±5％、±5％、±8％、±7％、±7％。現(xiàn)將5V和3.3V作為主輸出，并按一定的比例引入了反饋量，使這兩路的穩(wěn)壓性能最佳。其余各路為輔輸出。考慮到開關(guān)電源周圍的環(huán)境溫度較高，TOP246Y適合給溫度不超過60℃的標準機頂盒（SettopBox）供電，以利于降低傳導(dǎo)損耗，減小散熱器尺寸。R2為極限電流設(shè)定電阻，取R2=9kΩ時，可將極限電流設(shè)定為典型值的80％，即=80％ILIMIT，從而限制了過載功率。R1是線路檢測電阻，當(dāng)整流濾波后的直流輸入電壓超過450V時，它通過檢測浪涌電流和瞬態(tài)電流來進行過壓保護，迫使TOP246Y關(guān)斷，起到了保護作用。這對電網(wǎng)供電質(zhì)量欠佳的地方尤為必要。

由VDZ1、VD6、R5和C5構(gòu)成的初級鉗位電路，能使漏極電壓在所有情況下均低于700V。R5和C5組成尖峰電壓吸收電路，正常工作時可將瞬態(tài)電壓抑制器VDZ1上的功率損耗降至最低，除非發(fā)生過載情況。TOP246Y具有頻率抖動特性，能有效抑制噪聲干擾，因此只需在輸入端加簡單的EMI濾波器（C1，L1，C6）并采取合理的接地措施，即可符合有關(guān)電磁兼容性的CISPR2213國際標準。剛上電時，利用熱敏電阻（RT）可對C2的沖擊電流加以限制，防止保險絲損壞。壓敏電阻（RV）的作用是吸收從電網(wǎng)竄入的浪涌電壓。

為減小高頻變壓器的體積，次級繞組采用堆疊式繞法。輔輸出繞組的電位參考點接VD10的負極而不是正極，目的是把高壓輸出的電壓偏差降至最小。次級電壓經(jīng)過VD7～VD11、C7、C9、C11、C13、C16、C14和C17進行整流濾波。VD11為3.3V輸出電路中的整流管，選用MBR1045型10A／45V的肖特基二極管，肖特基二極管適于作低壓、大電流整流，利用其低壓降之特性，可提高電源效率。VD10為5V輸出的整流管，采用BYV32 200型20A／200V的超快恢復(fù)二極管。3.3V和5V輸出端的兩只濾波電容需作并聯(lián)使用，以減小輸出端的紋波電流。后置濾波器由L2～L5、C8′、C10、C12、C15和C18構(gòu)成。電阻R6可防止30V繞組端在輕載時的峰值充電電流。3.3V輸出經(jīng)R11和R10取樣后，接IC3（TL431A）的基準端，通過光耦I(lǐng)C2（LTV817）去調(diào)節(jié)TOP246Y的輸出占空比。R8為IC3提供偏置電流，R7用來設(shè)定整個反饋電路的直流增益。R9、C19、R3和C5均為反饋電路中的補償元件。C20為軟起動電容。 

 
圖3由TOP246Y構(gòu)成的多路輸出式45W開關(guān)電源電路

4使用注意事項

（1）輸入濾波電容（圖1、圖2中為C1，圖3中為C2）的負極應(yīng)直接連反饋繞組（稱之為開爾文連接），以便將反饋繞組上的浪涌電流直接返回到輸入濾波電容，提高抑制浪涌干擾的能力。

（2）控制端附近的電容應(yīng)盡可能靠近源極和控制端的引腳。S極與C、L（或M）、X極需各通過一條獨立的支路相連，不得共享一條支路。禁止讓MOSFET的開關(guān)電流通過連接C S極的支路。此外，S、L、X端的引線與外圍相關(guān)元件的距離也要盡量短捷，并且遠離漏極D的支路，以防止產(chǎn)生噪聲耦合。

（3）圖1中的線路檢測電阻R1應(yīng)盡可能接近于L（或M）引腳。

（4）控制端的旁路電容C5（47μF）與一只高頻旁路電容C8（0.1μF）相并聯(lián)，可以更好地抑制噪聲。反饋電路的輸出端，應(yīng)盡可能靠近C、S極。