目前許多高性能ADC設計均采用差分輸入。全差分ADC設計具有共模抑制性能出色、二階失真產物較少、直流調整算法簡單的優點。盡管可以單端驅動，但全差分驅動器通常可以優化整體性能。

差分設計固有的低二階失真產物如下所示。失真產物可以通過將電路傳遞函數表達為冪級數來建立模型。

進行輸出一般擴展并假設放大器匹配，我們得到：



采用差分輸出：



其中k1、k2和k3為常數。

二次項引起二階諧波失真，三次項引起三階諧波失真，如此等等。在一個全差分放大器中，奇數階項保留極性，而偶數階項則始終為正。當采取差分時，偶數階項如等式3所示消除。三階項不受影響。

差分輸入ADC的一種最常用驅動方法是使用變壓器。不過，因為頻率響應必須延伸至直流，許多應用無法使用變壓器來驅動。這類情況就需要使用差分驅動器。在ADC前面需要明顯信號增益的情況下，差分放大器提供一種不錯的解決方案。盡管提供"無噪聲"電壓增益，但匝數比大于2的變壓器一般為帶寬和失真問題所困擾，在中頻時尤為明顯。

圖1所示為驅動ADC而優化的AD813x和ADA493x系列全差分放大器框圖。圖1A顯示內部電路細節，而圖1B顯示等效電路。增益由外部電阻RF和RG設定，共模電壓由VOCM引腳上的電壓設定。內部共模反饋強制VOUT+和VOUT–輸出保持平衡，即在兩個輸出端的信號根據等式幅值始終相等，但相位相差180°。





圖1:AD813x、AD493x差分ADC驅動器功能框圖及等效電路。

AD813x和ADA493x用兩個反饋環路，來分開控制差分輸出電壓和共模輸出電壓。外部電阻設定的差分反饋只控制差分輸出電壓。共模反饋控制共模輸出電壓。這種架構方便在電平轉換應用中任意設定輸出共模電平。內部共模反饋強制其等于VOCM輸入上施加的電壓，而不影響差分輸出電壓。其結果是近乎完美的平衡差分輸出，在寬廣的頻率范圍內其幅度完全相同，相位相差180°。該電路可配合差分或單端輸入使用，且電壓增益等于RF與RG之比。

該電路可使用圖2中所歸納的假設和程序來分析。如同運算放大器電路直流分析的情況，我們可以先假設流入反相和同相輸入的電流為零(即輸入阻抗相對反饋電阻值較高)。第二個假設為反饋強制同相和反相輸入電壓相等。第三個假設為輸出電壓相位相差180°并在VOCM兩側對稱。


圖2:差分放大器電平分析

即使外部反饋網絡(RF/RG)不匹配，內部共模反饋環路仍將強制輸出保持平衡。每個輸出端的信號幅度保持相等，相位相差180°。輸入到輸出的差模增益變化與反饋的不匹配成比例，但輸出平衡不受影響。外部電阻的比例匹配誤差會導致電路抑制輸入共模信號的能力降低，非常類似于使用常規運算放大器制成的四電阻差動放大器。

而且，如果輸入和輸出共模電壓的直流電平不同，匹配誤差會導致一個細小的差模輸出失調電壓。對于G = 1,具有一個地基準輸入信號且針對2.5 V設定輸出共模電平的情況，如果使用1%容差電阻，則可產生高達25 mV的輸出失調(1%共模電平差)。由于2.5 V電平轉換，1%容差的電阻將導致一個約40 dB的輸入CMR(最差情況)、25 mV的差模輸出失調(最差情況)，不會對輸出平衡誤差造成明顯惡化。

如圖2所示電路的有效輸入阻抗(在V IN+和V IN–端)取決于放大器是由單端信號源驅動，還是由差分信號源驅動。對于平衡差分輸入信號，兩個輸入端(V IN+和V IN– )之間的輸入阻抗(R IN,dm )為：



若為單端輸入信號(例如，若V IN–接地，輸入信號接入V IN+ )，輸入阻抗則為：



該電路的單端輸入阻抗高于作為反相放大器連接的常規運算放大器，因為一小部分差分輸出電壓在輸入端表現為共模信號，從而部分增加了輸入電阻RG兩端的電壓。

圖3所示為AD813x差分放大器的一些可能配置。圖3A為標準配置，其中利用兩個反饋網絡，分別表現為反饋系數­1和­2.另需注意，各反饋系數可能為0與1之間的任意數。



 

圖3:差分放大器的一些配置

圖3B顯示在 V OUT–至V+之間無任何反饋的配置，即­1 = 0.在這種情況下，­2決定反饋至V–的V OUT+量值，且除了有額外的互補輸出外，電路類似于同相運算放大器。因此，整體增益是同相運算放大器的兩倍，或2 × (1 + RF2/RG2)或2 × (1/­2)。

圖3C顯示­1 = 0且­2 = 1的電路。該電路特別提供無電阻增益2.

圖3D顯示­2 = 1的電路，而­1則由RF1和RG1決定。此電路的增益始終小于2.

最后，圖3E的電路­2 = 0,除V OUT+端的額外互補型輸出外，極其類似于常規反相運算放大器。

差分驅動器/接收器應用

AD813x/ADA493x系列也非常適用于平衡差分線路驅動，如圖4所示，其中AD8132驅動一根100 ?雙絞線。AD8132配置成一個增益為2的驅動器，說明來源和負載端接電纜所引起的2倍損耗。在此配置下，AD8132的帶寬約為160 MHz.



圖4:高速差分線路驅動器、線路接收器應用

該線路接收器為一個AD8130差分接收器，具有一種稱為"有源反饋"的獨創架構，可在10MHz時實現約70 dB的共模抑制。對于增益1,AD8130的3dB帶寬約為270 MHz.

AD8130利用兩個相同的跨導(gm)級，其輸出電流在高阻抗節點處加總，然后緩沖至輸出端。兩個gm級的輸出電流必須相等，符號相反，因此各自輸入電壓也必須相等，符號相反。

差分輸入信號接入其中一級(GM1)，而負反饋則如同常規運算放大器接入至另一級(GM2)。

增益等于1 + R2/R1.GM1級因此為端接雙絞線提供一個真正平衡的輸入，以獲得最佳的共模抑制。

一系列三路驅動器用于在5類電纜上驅動RGB,例如AD8133、AD8134、AD8146、AD8147、 AD8148.

也可提供相應的三路接收器，包括AD8143和AD8145.AD8123(三路)和AD8128(單路)接收器也包括可調節線路均衡。

應用示例：ADA4937-1差分放大器驅動AD6645 14位80/105MSPS ADC

AD813x和ADA493x系列差分驅動器適用于直流或交流耦合應用，其中電壓增益1至4(0 dB至12 dB)，頻率高達約100 MHz(取決于該系列的特定成員)。它們特別適合用作低失真直流耦合單端至差分轉換器以驅動差分輸入ADC.VOCM特性可用于電平轉換雙極性信號以匹配ADC的共模輸入電壓。直流驅動器的電路分析細節和電阻值挑選在MT-xxx中給出。還提供ADIsimDi­Amp設計工具以方便這類設計。

ADA4937-1是最新系列差分放大器之一，針對+5 V單電源特殊優化。圖5顯示它用作一個電平轉換器以驅動AD6645 14位80/105 MSPS ADC.(ADA4939-1是一個針對電壓增益? 2而優化的類似器件)。



圖5:ADA4937-1在+5 V直流耦合應用中驅動AD6645

現在將在信號擺幅和共模電平方面對圖5所示電路進行細致分析。為確保所有電壓落入器件規定的允許范圍內，這一步必不可少。

AD6645利用一個2.2 V p-p差分信號操作，共模電壓為+2.4 V.這意味著ADA4937的每個輸出必須在1.85 V和2.95 V之間擺動，即在+5 V單電源運行的ADA4937-1的輸出驅動能力范圍內。

輸入信號因此必須在1.025 V和1.575 V之間擺動，落入在+5 V單電源運行的ADA4937-1的允許輸入范圍內。

電路輸入由一個50 ­來源驅動。在單端配置中"自舉式"輸入阻抗約為267Ω 。61.5Ω 輸入終端電阻與267Ω增益設定電阻并聯使得整體阻抗約為50 Ω。注意，228 Ω電阻是與反相輸入串聯插入的。這是為了匹配同相輸入的凈阻抗(200 Ω + 61.5 Ω||50 Ω= 200 Ω+ 28 Ω= 228Ω)。

沒有此額外28Ω匹配電阻與最初200Ω增益設定電阻串聯，不平衡源阻抗會導致一個不必要的差分失調電壓出現在輸出端上。

底部增益設定電阻從200Ω增加至228Ω需要反饋電阻增加至207Ω以便保持增益1.實際上，最近標準1%電阻會代替計算值。ADIsimDi?Amp設計工具用來方便這類設計并計算特定增益和源阻抗的所需電阻值。該工具還檢查是否違反差分放大器的輸入和輸出共模范圍限制。

ADA4937-1的輸出噪聲電壓頻譜密度只有5 nV/√Hz.該值包括反饋和增益電阻的貢獻并適用于G = 1.這在AD6645的輸入帶寬(270 MHz)上積分，產生103 V rms的輸出噪聲。這對應于放大器所引起的77.6 dB SNR.注意，由于沒有任何外部噪聲濾波器，積分必須在ADC的完整輸入帶寬上。

AD6645的SNR為75 dB,對應于138μV rms的輸入噪聲。由于運算放大器(103μV)和ADC(138μV)所引起的組合噪聲為172μV,產生73 dB的整體SNR.

如果不需要AD6645的完整帶寬，可通過選擇適當的C值來增加一個單極降噪濾波器。

適合中頻應用的寬帶交流耦合ADC驅動器

在圖6所示的示例中，我們數字分析了AD9445 14位125MSPS ADC的寬帶信號，希望盡量保留ADC輸入帶寬。因此沒有任何中間級噪聲濾波器。


圖6:AD8352 2GHz 差分放大器驅動AD944514位 125MSPS ADC

在100 MHz時，AD9445輸入帶寬為615 MHz,SFDR為95 dBc.對于驅動器，我們挑選了AD8352 2 GHz帶寬差分放大器，因為其電阻可編程增益范圍為3 db至21 dB.該放大器還具有低噪聲(對于10 dB增益設置，等效輸入噪聲為2.7 nV/­Hz)、低失真(100 MHz時82 dBc HD3 )。帶寬要求的更低端約為10 MHz.

圖6所示為在寬帶應用中利用2 GHz AD8352驅動AD9445的最佳電路配置。巴倫將單端輸入轉換為差分以驅動AD8352.盡管可配置AD8352以接受一個單端輸入(見AD8352數據手冊)，但如果按圖所示以差分驅動，則獲得最佳的失真性能。選擇CD/RD網絡是為了優化AD8352的三階交調性能。這些值是基于所需增益而選擇并在數據手冊中給出。

該電路對于105 MSPS采樣的98.9 MHz輸入信號產生83 dBc的SFDR.

G = 10時AD8352的輸出噪聲頻譜密度為8.5 nV/­Hz.由于沒有任何輸入濾波器，這必須在AD9445的整個615 MHz輸入帶寬上積分。組合放大器和ADC的SNR為67 dB.