摘 要： 提出一個共源共柵結(jié)構(gòu)的超寬帶低噪聲放大器。該電路基于臺積電0.18 μm CMOS工藝，工作在3 GHz～5 GHz頻率下，用來實(shí)現(xiàn)超寬帶無線電。仿真結(jié)果表明，該低噪聲放大器有最大13.6 dB的增益。整個頻段噪聲系數(shù)小于1.9 dB。輸入和輸出反射損耗都小于-11 dB。一階壓縮點(diǎn)在-15 dBm左右。功耗為18.7 mW。
關(guān)鍵詞： 超寬帶；低噪聲放大器；共源共柵；輸入匹配
超寬帶（UWB）技術(shù)是面向無線個人局域網(wǎng)應(yīng)用的新技術(shù)。它比窄帶無線系統(tǒng)有著高數(shù)據(jù)傳輸率、低成本、低功耗的優(yōu)勢。美國聯(lián)邦通信委員會已認(rèn)可該技術(shù)，但是由于種種技術(shù)上的原因，UWB標(biāo)準(zhǔn)還沒有準(zhǔn)確定義。目前UWB初定標(biāo)準(zhǔn)主要存在DS-UWB和 MB-OFDM[3]兩種結(jié)構(gòu)。在DS-UWB結(jié)構(gòu)中，頻段被分為兩部分，高頻部分為6.2 GHz～9.6 GHz，低頻部分為3.1 GHz～4.9 GHz。在MB-OFDM結(jié)構(gòu)中，頻段主要被定義三部分，A段為3.1 GHz～4.9 GHz，C段為6 GHz～8.1 GHz，D段為8.1 GHz～10.6 GHz。其中3.1 GHz～4.9 GHz是一個很重要的頻段。
在無線接收機(jī)中，位于接收機(jī)前段的低噪聲放大器（LNA）是很重要的模塊。LNA的輸入阻抗應(yīng)該與源阻抗匹配以避免信號反射，通常為50 Ω。在有大信號輸入的情況下，還要有一定的線性度。現(xiàn)有的超寬帶低噪聲放大器普遍存在著噪聲系數(shù)比較大、芯片面積大等不足之處，有待于進(jìn)一步改進(jìn)。帶寬越寬，設(shè)計(jì)難度就越大。
本文提出的CMOS 超寬帶低噪聲放大器，采用巴特沃斯濾波器作為輸入匹配，同時采用源極跟隨器作為輸出匹配，用兩個臺積電0.18 μm工藝的MOS管組成共源共柵結(jié)構(gòu)作為中間連接和放大部分。
1 輸入匹配
1.1 常用的電路結(jié)構(gòu)
綜合各資料分析，超寬帶低噪聲放大器采用分布式結(jié)構(gòu)、電阻并聯(lián)反饋式結(jié)構(gòu)、帶通濾波器以及開關(guān)切換四種實(shí)現(xiàn)方式。分布式結(jié)構(gòu)采用的原理是“延時換帶寬”，每條放大電路提供一定增益，輸出節(jié)點(diǎn)按統(tǒng)一相位延時正向相加，這樣每條放大電路只提供一定增益，最后相加增益仍很可觀。所以每條放大電路可以用很簡單的放大電路及小尺寸的MOS管來實(shí)現(xiàn)，其輸入輸出節(jié)點(diǎn)寄生電容比較小，就可以實(shí)現(xiàn)超寬帶輸入匹配。但是這種電路最大缺陷是功耗和面積較大。因?yàn)槊織l放大電路都要消耗一部分功率，這對于現(xiàn)代無線手持設(shè)備很難接受。電阻反饋式LNA，它根據(jù)反饋原理可以在一寬頻帶范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)輸入輸出阻抗匹配。但是反饋電阻本身就是一個噪聲源，同時反饋途徑還提供了輸出信號的正向饋通，降低了反向隔離系數(shù)。開關(guān)切換方式放大器主要把總的帶寬分為幾個頻率段，在電路的輸入或輸出匹配段加幾個開關(guān)，每切換一個開關(guān)，就改變了輸入或輸出阻抗匹配，在每種匹配情況下，只對應(yīng)其中一個頻率段，這樣不斷切換，就滿足所有頻段的要求。這種方式電路簡單、原理易懂，但是在芯片內(nèi)部實(shí)現(xiàn)幾個非常靈活的開關(guān)是很困難的，而且不同頻段的電路，其噪聲起伏往往比較大。
用帶通濾波器實(shí)現(xiàn)阻抗匹配是現(xiàn)階段超寬帶LNA的常用方式[1]。它可以在一個很寬的頻段內(nèi)滿足匹配要求，同時不會對噪聲和線性度產(chǎn)生大的影響。其缺陷在于現(xiàn)在的RFIC制造工藝無法提供高品質(zhì)的電感和電容，影響了其設(shè)計(jì)精度。切比雪夫?yàn)V波器和巴特沃斯濾波器都可用于電路的輸入匹配，這兩方面的電路結(jié)構(gòu)在IEEE論文集里都有介紹。
1.2 巴特沃斯濾波器輸入匹配
本文采用了巴特沃斯濾波器。巴特沃斯濾波器在通帶內(nèi)比較平坦，所以叫最大平滑濾波器。采用帶通濾波器輸入匹配的同時，一般采用MOS管源極電感負(fù)反饋模型。這樣做的目的是通過精確計(jì)算MOS管的柵寬，來確定其柵源電容Cgs，這樣Cgs與Lg，C1和L1就組成一個二階巴特沃斯濾波器。而確定Ls就可滿足阻抗匹配要求，如圖1。
圖1中MOSFET管是CMOS管，圖2為圖1的小信號模型。
1.3 濾波器設(shè)計(jì)
因?yàn)檫\(yùn)行頻率在3 GHz～5 GHz之間，所以確定濾波器中心頻率在3.8 GHz左右，因?yàn)槭歉鶕?jù)
來確定，-3 dB帶寬大概為3.8 GHz，如圖3所示。根據(jù)該種濾波器傳輸特性，為使濾波器在3 GHz～5 GHz傳輸損耗最小，定C1為1 pF，L1為1.5 nH，Lg為2.3 nH，Cgs為0.6 pF。
2 電路主結(jié)構(gòu)
電路主結(jié)構(gòu)采用了共源共柵和源極跟隨器結(jié)構(gòu)，分別作電路的主體放大部分和輸出匹配，見圖4。這部分的設(shè)計(jì)難點(diǎn)是要設(shè)計(jì)兩個MOS管的柵寬，這一步是根據(jù)經(jīng)驗(yàn)公式[1]計(jì)算得來的。整個共源共柵電路（不考慮共柵管噪聲）最小噪聲系數(shù)為：
Esat表示溝道飽和電場。根據(jù)式(1)～式(4)綜合分析共源管的柵寬最優(yōu)值，得出最佳噪聲條件下的共源管柵寬值。
源極跟隨器能在較寬頻帶內(nèi)提供相對恒定的阻抗輸出，容易實(shí)現(xiàn)阻抗匹配，該結(jié)構(gòu)常用在各種LNA的輸出匹配中[2]。由于輸出級功耗小，管子尺寸比較小。本文選擇M3管柵寬為30μm。不過相對于共源放大器或者共源共柵結(jié)構(gòu)[2]，源極跟隨器的增益比較小，這需要仔細(xì)設(shè)置偏置電流與柵寬。
輸出負(fù)載R1與L4的值分別為50 Ω和4.5 nH。輸出負(fù)載的設(shè)計(jì)主要考慮增益和與輸出點(diǎn)的寄生電容諧振問題。仿真分析表明，電阻越大，增益會減低，但增益平坦度會比較好；相反如果電阻較小，增益會高一點(diǎn)，但平坦度會變差，這需要折中考慮。在實(shí)際電路中，元件參數(shù)取值與理論分析結(jié)果基本一致，但有些元件參數(shù)需要用軟件進(jìn)行實(shí)際優(yōu)化。圖4中的C4為1.0 pF，L5為1.5 nH，Lg為2.3 nH，Ls為0.8 nH，Cp為100 fF。M1柵寬為200μm，M2柵寬為300μm。隔直電容C5和C2都為20 pF，L3為3.5 nH。另外輸出偏置電流設(shè)為5 mA。
從圖4得知，在共源MOS管的柵源端，加了電容Cp。加這個電容的目的，是為平衡輸入匹配和噪聲優(yōu)化的矛盾，同時減少Lg的電感值。因?yàn)樵谇懊嬗?jì)算中已得出Cgs值，但根據(jù)以下公式[1]：
由于柵寬與溝道寬度都已確定，從公式(5)得出Cgs值大概為0.2 pF，這個值與前面的輸入匹配值相差較大。為解決這個矛盾，就先計(jì)算好噪聲優(yōu)化柵寬，這個柵寬下的Cgs往往比最佳輸入匹配柵寬下的Cgs小，這個差值就通過在柵源之間加電容Cp來彌補(bǔ)，Cp值是根據(jù)軟件仿真結(jié)果與計(jì)算值優(yōu)化確定的。另外在共源管與共柵管之間加了隔直電容與電感，主要是為了優(yōu)化噪聲，加了電感以盡可能消除兩個管子之間的寄生電容，從而減小噪聲系數(shù)。
3 仿真結(jié)果
仿真用ADS2008軟件，MOS管是BSIM3模型。結(jié)果表明，電路放大帶寬3 GHz～5 GHz，功率增益為13.6 dB～11.2 dB，帶內(nèi)增益波動為2.4 dB左右，如圖5。帶內(nèi)噪聲系數(shù)為1.2 dB～1.9 dB，一階交調(diào)點(diǎn)在-15 dBm附近，見圖6。大于通常的-25 dBm的最低標(biāo)準(zhǔn)。在全頻段，輸入反射損耗與輸出反射損耗均小于-11 dB，表明輸出輸入匹配良好，分別如圖7、圖8。在1.5 V電壓下，功率消耗為18.7 mW。噪聲系數(shù)曲線如圖9。
本文綜合了常用的寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)理論和共源共柵電路結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)的超寬帶低噪聲放大器，工作在超寬帶協(xié)議規(guī)定的第一頻段。本文對超寬帶放大、增益、噪聲系數(shù)、線性度、輸入輸出反射損耗等多方面的要求進(jìn)行了仔細(xì)推導(dǎo)，考慮了這些要求的相互制約，最后設(shè)計(jì)出各方面性能最優(yōu)化的電路。仿真結(jié)果表明該電路具有噪聲系數(shù)低、增益大等優(yōu)點(diǎn)，符合設(shè)計(jì)要求。
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