0引言

　　近年來，隨著無線通信業(yè)務(wù)的迅速發(fā)展，通信頻段已經(jīng)越來越擁擠。1985年美國(guó)聯(lián)邦通信委員會(huì)(FCC)授權(quán)普通用戶可以使用 902MHz，2．4GHz和5．8GHz三個(gè)“工業(yè)、科技、醫(yī)學(xué)”(ISM)頻段。ISM頻段為無線通信設(shè)備提供了無需申請(qǐng)?jiān)诘桶l(fā)射功率下就能直接使用的產(chǎn)品頻段，極大地推動(dòng)了無線通信產(chǎn)業(yè)的發(fā)展。雖然目前無線數(shù)字通信技術(shù)已經(jīng)相當(dāng)成熟，但射頻設(shè)計(jì)仍然是移動(dòng)通信設(shè)計(jì)的瓶頸。射頻電路的設(shè)計(jì)主要圍繞著低成本、低功耗、高集成度、高工作頻率和輕重量等要求而進(jìn)行。ISM頻段的射頻電路的研究對(duì)未來無線通信的發(fā)展具有重大的意義。國(guó)內(nèi)外許多文獻(xiàn)都對(duì)此作了研究，文獻(xiàn)[2]中介紹了在無線高速數(shù)據(jù)通信環(huán)境下，2．4GHz發(fā)射機(jī)的設(shè)計(jì)。文獻(xiàn)[3]介紹了一種低功耗的CMOS集成發(fā)射機(jī)的設(shè)計(jì)。

　　ADS(AdvancedDesignSystem)軟件是Agilent公司在HPEESOF系列EDA軟件基礎(chǔ)上發(fā)展完善的大型綜合設(shè)計(jì)軟件。它功能強(qiáng)大能夠提供各種射頻微波電路的仿真和優(yōu)化設(shè)計(jì)廣泛應(yīng)用于通信航天等領(lǐng)域。本文主要介紹了如何使用ADS設(shè)計(jì)收發(fā)系統(tǒng)的射頻前端，并在ADS的模擬和數(shù)字設(shè)計(jì)環(huán)境下進(jìn)行一些仿真。

　　l發(fā)射端的建模與仿真

　　由于設(shè)計(jì)是建立在實(shí)驗(yàn)室中已有的中頻調(diào)制和解調(diào)的硬件基礎(chǔ)上的，因此發(fā)射端和接收端不考慮信號(hào)的調(diào)制和解調(diào)過程。實(shí)驗(yàn)室中的中頻調(diào)制模塊可以輸出大概8～10dBm的40MHz已調(diào)中頻信號(hào)，經(jīng)過分析選擇，該發(fā)射端的各個(gè)模塊均參考MAXlM公司的集成模塊的參數(shù)而設(shè)計(jì)。本地振蕩器采用的是 MAX2700。MAX2700是壓控振蕩器，通過設(shè)計(jì)合適的外圍電路可以使它輸出2．4GHz的信號(hào)。混頻器采用的是MAX2660，MAX2660是有源混頻器，可以提供一定的增益。功率放大器采用的是MAX2240，MAX2240的最大輸出功率是15．3dBm。發(fā)射端所用到的濾波器可以使用 ADS軟件中的濾波器設(shè)計(jì)工具進(jìn)行設(shè)計(jì)。由于實(shí)際的濾波器的插入損耗大概為1～2dB，該設(shè)計(jì)中取濾波器的插入損耗均為1dB。通過在ADS軟件中的模擬電路設(shè)計(jì)環(huán)境進(jìn)行建模。

　　在該發(fā)射端模型中，中頻信號(hào)為40MHz，-10dBm大小的信號(hào)。在ADS的模擬設(shè)計(jì)環(huán)境下，對(duì)該發(fā)射端進(jìn)行設(shè)計(jì)并作預(yù)算仿真，該仿真主要是為了測(cè)量各個(gè)模塊的增益、噪聲系數(shù)、三階互調(diào)截點(diǎn)等。該仿真過程如圖1所示。

　　從表1仿真結(jié)果中可以看出，整個(gè)發(fā)射端的總增益為17．783dB。輸入的中頻信號(hào)為-10dBm，所以功率放大器輸出的射頻信號(hào)大小為7．783dBm。

　　2接收端的建模與仿真

　　接收端在設(shè)計(jì)中要考慮增益、噪聲系數(shù)、靈敏度等因素，比發(fā)射端的設(shè)計(jì)更為復(fù)雜。由于接收端包含很多有源器件，有源器件的非線性對(duì)整個(gè)接收系統(tǒng)會(huì)產(chǎn)生很大的影響，比如當(dāng)只輸入一個(gè)信號(hào)時(shí)會(huì)出現(xiàn)增益壓縮，當(dāng)輸入兩個(gè)以上的信號(hào)時(shí)會(huì)出現(xiàn)互相調(diào)制等。在本設(shè)計(jì)中，中頻解調(diào)模塊大概也需要8～10dBm的信號(hào)大小，經(jīng)過分析，低噪聲放大器采用的是MAX2641，MAX2641的增益為13．5dB，噪聲系數(shù)為1．5dB。混頻器采用的是 MAX2682，MAX2682的增益為7．9dB，噪聲系數(shù)為13．4dB，本地振蕩器與發(fā)送端的相同。使用ADS對(duì)接收端進(jìn)行建模，如圖2所示。

　　由于各個(gè)模塊的參數(shù)均為已知，通過計(jì)算可以得出系統(tǒng)總的噪聲系數(shù)，三階互調(diào)截點(diǎn)等。

　　噪聲系數(shù)定義為系統(tǒng)輸入信噪功率比(SNR)i=Pi／N，與輸出信噪功率比(SNR)o=Po／No的比值，常用F表示。噪聲系數(shù)表征了信號(hào)通過系統(tǒng)后，系統(tǒng)內(nèi)部噪聲造成信噪比惡化的程度。噪聲系數(shù)常用NF(單位為dB)表示。根據(jù)噪聲系數(shù)的級(jí)聯(lián)式：

　　可以計(jì)算出系統(tǒng)總的噪聲系數(shù)，系統(tǒng)總的噪聲系數(shù)就是從圖3中的低噪聲放大器向輸出端方向看過去，所表現(xiàn)出的噪聲系數(shù)，也可以理解為當(dāng)接收信號(hào)由低噪聲放大器傳輸?shù)捷敵龆耍邮斩藢?duì)信噪比的惡化程度。利用公式(1)經(jīng)過計(jì)算得到系統(tǒng)的噪聲系數(shù)F＝2．582dB，NF＝4．12dB。
三階截點(diǎn)IP3定義為三階互調(diào)功率達(dá)到和基波功率相等的點(diǎn)，此點(diǎn)所對(duì)應(yīng)的輸入功率表示為IIP3，此點(diǎn)所對(duì)應(yīng)的輸出功率表示為OIP3。根據(jù)三階互調(diào)截點(diǎn)的級(jí)聯(lián)式：

　　可得，系統(tǒng)總的IIP3＝－9．75dBm。同樣在模擬設(shè)計(jì)環(huán)境下，對(duì)接收端進(jìn)行預(yù)算仿真，仿真結(jié)果如表2所示。

從表2的仿真結(jié)果可以看出整個(gè)接收端的增益為17．205dB，假設(shè)接收天線接收到的信號(hào)為－30dBm，則接收到的中頻信號(hào)大小為－12．795dBm。中頻信號(hào)的仿真值略低于中頻接收端所需要的信號(hào)大小，這可以用驅(qū)動(dòng)放大器來增加信號(hào)的大小。另外由仿真結(jié)果可以看出接收端總的噪聲系數(shù)為4．151dB，而計(jì)算出的結(jié)果為4．12dB。仿真的接收端的三階輸入截點(diǎn)為－10．124dBm，而計(jì)算出的為－9．75dBm。以上結(jié)果有一定的差異，該差異是由增益壓縮等因素所引起的。接收機(jī)的一個(gè)很重要指標(biāo)是靈敏度，它定義為：在給定的信噪比的條件下，接收機(jī)所能檢測(cè)的最低輸入信號(hào)電平。靈敏度與所要求的輸出信號(hào)質(zhì)量即輸出信噪比有關(guān)，還與接收機(jī)本身的噪聲大小有關(guān)。接收機(jī)的靈敏度可由下式計(jì)算得出：

　　假設(shè)接收機(jī)輸入端滿足共軛匹配，由源內(nèi)阻Rs產(chǎn)生的噪聲輸送給接收機(jī)的噪聲功率為其額定輸出，即：

額定輸出

　　假設(shè)Ta=290K，則NRS=-174dBm／Hz。所以靈敏度可表示為：

　　在本設(shè)計(jì)中，NF=4．12dB，B=6MHz，當(dāng)(SNR)0,min=10dB時(shí)，由式(5)計(jì)算可得：pin,min=92．08dBm。接收機(jī)所接收的信號(hào)強(qiáng)弱是變化的，通信系統(tǒng)的有效性取決于它的動(dòng)態(tài)范圍，即高性能的工作所能承受的信號(hào)變化范圍。動(dòng)態(tài)范圍的下限是靈敏度，上限由最大可接受的信號(hào)失真決定。在本設(shè)計(jì)中考慮的是低噪聲放大器的輸入端的動(dòng)態(tài)范圍。動(dòng)態(tài)范圍可由式(6)得到：

　　利用式(6)計(jì)算可得：DRF=51．58dB。

　　利用ADS軟件對(duì)接收端進(jìn)行S參數(shù)仿真，該仿真可以用于測(cè)量各個(gè)器件的S參數(shù)等。在本仿真中，可以看成是當(dāng)2～3GHz，以1MHz為步長(zhǎng)的各個(gè)頻率分量通過該接收端時(shí)，接收端對(duì)各個(gè)頻率分量的增益或衰減大小的仿真。仿真模型及仿真結(jié)果如圖3，圖4所示。

從圖4可以看到接收到的有用射頻信號(hào)和該信號(hào)所對(duì)應(yīng)的鏡像頻率信號(hào)的大小。由于在混頻器前有抑制鏡像頻率信號(hào)的帶通濾波器，所以鏡像頻率信號(hào)與有用射頻信號(hào)相比非常小。如果沒有混頻器前的濾波器則會(huì)出現(xiàn)圖4(b)的仿真結(jié)果。鏡像頻率信號(hào)與混頻器混頻后會(huì)得到與中頻信號(hào)頻率相同的干擾信號(hào)，這一干擾信號(hào)無法通過濾波器移除，這樣就會(huì)形成對(duì)有用信號(hào)的干擾，使信噪比下降。因此在混頻器前放置高Q值的濾波器對(duì)抑制鏡像干擾非常重要。

　　利用ADS軟件對(duì)接收端進(jìn)行大信號(hào)s參數(shù)仿真，用此工具對(duì)接收端進(jìn)行仿真主要是為了測(cè)試接收端的1dB增益壓縮點(diǎn)P1db仿真的結(jié)果如圖5所示。

　　由仿真結(jié)果可以看出當(dāng)輸入的信號(hào)功率為-19．45dBm時(shí)，接收端的總增益壓縮1dB。將發(fā)射端與接收端連接起來，并加入發(fā)射天線和接收天線，就可以構(gòu)成整個(gè)收發(fā)系統(tǒng)的射頻前端模型。然后對(duì)整個(gè)射頻前端進(jìn)行了諧波平衡仿真，仿真的原理圖如圖6所示，仿真結(jié)果如圖7所示。

　　由于信號(hào)頻率很高，如果通過發(fā)射天線發(fā)射到自由空間中，經(jīng)過傳輸會(huì)產(chǎn)生巨大的損耗，該損耗可由式(7)算出：

　　假設(shè)傳輸?shù)木嚯x為d=1m，則Lf△40dB。實(shí)際的傳輸路徑并不是自由空間，而是比自由空間更為復(fù)雜的通信環(huán)境，在無線通信的損耗預(yù)測(cè)中，可以用Okumura或是Egli模型進(jìn)行估計(jì)。在仿真中設(shè)置接收天線的增益為10dB，以使接收到的信號(hào)達(dá)到中頻解調(diào)的要求。由上面的仿真結(jié)果可以看出信號(hào)通過整個(gè)射頻前端時(shí)的信號(hào)頻率和大小的變化，設(shè)計(jì)的射頻前端可以滿足無線通信的要求。

　　3結(jié)語

　　通過對(duì)實(shí)際的集成射頻模塊的選擇，以及利用ADS對(duì)射頻前端的仿真，可以得到系統(tǒng)的一些重要性能指標(biāo)，通過對(duì)這些性能指標(biāo)進(jìn)行分析，可以得出設(shè)計(jì)的射頻收發(fā)端是可行的，可以滿足實(shí)際無線通信環(huán)境對(duì)射頻系統(tǒng)的要求。另外，為了能夠在實(shí)際的應(yīng)用中使收發(fā)前端實(shí)現(xiàn)最佳的性能，設(shè)計(jì)可以對(duì)噪聲與非線性的影響作進(jìn)一步的分析，通過分析可以選用更合適的射頻模塊或?qū)﹄娐愤M(jìn)行一些改進(jìn)，以滿足特殊的信道對(duì)射頻前端的要求。