跳頻通信具有較強的抗干擾、抗多徑衰落、抗截獲等能力，已廣泛應用于軍事、交通、商業等各個領域。頻率合成器是跳頻系統的心臟，直接影響到跳頻信號的穩定性和產生頻率的準確度。目前頻率合成主要有三種方法：直接模擬合成法、鎖相環合成法和直接數字合成法(DDS)。直接模擬合成法利用倍頻(乘法)、分頻(除法)、混頻(加法與減法)及濾波，從單一或幾個參考頻率中產生多個所需的頻率。該方法頻率轉換時間快(小于100ns)，但是體積大、功耗高，目前已基本不用。鎖相環合成法通過鎖相環完成頻率的加、減、乘、除運算。該方法結構簡單、便于集成，且頻譜純度高，目前使用比較廣泛，但存在高分辨率和快轉換速度之間的矛盾，一般只能用于大步進頻率合成技術中。DDS是近年來迅速發展起來的一種新的頻率合成方法。這種方法簡單可靠、控制方便，且具有很高的頻率分辨率和轉換速度，非常適合跳頻通信的要求。

1 DDS的基本原理

DDS的原理如圖1所示，包含相位累加器、波形存儲器(ROM)、數模轉換器(DAC)和低通濾波器4個部分。在參考時鐘的驅動下，相位累加器對頻率控制字N位進行累加，得到的相位碼L作為ROM的地址，根據地址ROM輸出相應幅度的波形碼，然后經過DAC生成階梯波形，經低通濾波器后得到所需要的連續波形。

理想單頻信號可以表示為Y(t)=Usin(2πf0+θ0)。如果振幅U和初始相位θ0為一個常量，即不隨時間變化，則輸出頻率由相位唯一確定f0=θ(t)/2πt。

以采樣頻率fc(Tc=1/fc)對單頻信號進行抽樣，則可得到相應的離散相位序列

其中△θ·n=2πf0/fc是連續兩次采樣之間的相位增量，控制△θ可以控制合成信號的頻率。把整個周期的相位2π分割成q等份，每一份δ=2π/q為可選擇的最小相位增量，得到最低頻率輸出fmin=δ/2πTc=fc/q，經過濾波后得到S(t)=cos(2πfct/q)。

如果每次相位的增量選擇為δ的R倍，即可得到信號頻率f0=Rδ/2πTc=Rfc/q，相應得到的模擬信號為S(t)=cos(2πfcR/q)。

由以上原理可知，DDS輸出信號的頻率與參考時鐘頻率及控制字之間的關系為f0=K·fc/2N，式中f0為DDS輸出信號的頻率，K為頻率控制字，fc為參考時鐘頻率，N為相位累加器的位數。在波形存儲器中寫入2N個正弦波數據，每個數據有D位。不同的頻率控制字導致相位累加器的不同相位增量，從而使波形存儲器輸出的正弦波的頻率不同。

2 基于DDS的跳頻信號產生核心模塊的設計

圖2為基于DDS跳頻信號產生的總體設計。

如圖2所示，整個系統由兩個部分組成，即邏輯地址控制單元和DDS單元。其中DDS單元又包括相位累加器和ROM查詢表。邏輯地址控制單元用來產生不同的頻率控制字，改變相位累加器的累加值。DDS單元依據頻率控制字產生相應頻率的信號。

2.1 邏輯地址控制單元

在本設計中，邏輯地址控制單元由一個6級移位寄存器和6位存儲器構成。系統時鐘clk經過64分頻后得到時鐘clk_64，將clk_64作為邏輯地址控制單元的驅動時鐘。當一個時鐘clk_64上升沿到來時，r(1：5)=r(0：4)同時。這樣移位寄存器中的狀態將改變，并存入存儲器中，得到頻率控制字k(5：0)。

2.2 DDS單元

DDS單元為本設計的核心，由相位累加器和ROM查詢表兩部分組成。在頻率控制字(5：0)的控制下產生相應頻率的信號。

2.2.1 相位累加器

相位累加器是DDS的重要的組成部分。被用來實現相位的累加，并將其累加結果存儲。如果相位累加器的初值為φ0，則經過一個時鐘周期后相位累加器值為φ1，即φ1=φ0+k，其中k為頻率控制字。當經過n個時鐘周期后φn=φ0+nk。可見φn為一等差數列。

在本文中基于FPGA的相位累加器設計如圖2所示。從圖2中可以看出，相位累加器由一個數字全加器和一個數字存儲器構成。為了提高DDS輸出頻率的分辨率，一般要求n足夠大，這樣就要求ROM中存儲大量數據。但是考慮到硬件資源有限，所以在相位累加器中采用了截短處理，這樣既可保證較小的頻率分辨率，又節省了硬件資源。

2.2.2 ROM查詢表

ROM中所存儲的數據是數字波形的幅值，在一個系統時鐘周期內，相位累加器將輸出一個位寬為L的序列對其進行尋址，經過低通濾波器后得到所需要的波形。若相位累加器的輸出序列的位寬L=16，ROM中存儲的數據位寬為M=16，可以計算出ROM的存儲量為2L×M=1048576bits，雖然一塊FPGA開發芯片上提供了大量的ROM，可以顯著提高輸出信號頻率精確度和信號幅值準確性，但這樣會使成本提高、功耗增大。
在保證輸出信號具有良好頻率分辨率的前提下，以產生正弦信號為例，考慮到基于DDS產生的正弦波具有周期性，因此本設計的ROM中存儲1/4周期正弦波。如圖2所示為存儲1/4周期正弦波形ROM查詢表設計。利用正弦信號的對稱性，通過改變ROM存儲器地址及對其輸出端控制，最終得到整周期正弦信號。

3 仿真結果及分析

3.1 DDS單元仿真結果及分析

3.1.1 仿真參數

為分析本設計中DDS所產生頻率的精確度，現使用Xilinx ISE 8.11中DDS IP Core進行對比，在同等仿真參數條件下，分別對本設計的DDS和DDS IP Core進行仿真測試。表1中分別給出基于本設計DDS和DDS IP Core的仿真參數。

3.1.2 仿真結果及分析

如圖3所示，clk是系統時鐘，new_dds_sine為在頻率控制字k=16時基于本設計DDS產生的頻率為1.5625MHz(理論值)的正弦波，dds_ip_ core_sine為基于DDS IP Core產生的頻率為1.5625MHz(理論值)的正弦波。

圖4給出在k為1～16時，本設計的DDS所產生信號的頻率和DDS IP Core所產生信號的頻率與理論頻率值的對比。從圖中可以看出，本設計DDS所產生的信號頻率與理論頻率值比較接近，且本設計DDS中ROM查詢表中存儲的點數少，從硬件的角度考慮更加節省資源，能耗更低。

3.2 基于FPGA跳頻信號仿真結果

圖2中給出了基于本設計DDS跳頻信號生成的總體設計圖。共由四部分組成：系統時鐘、分頻器、邏輯地址控制單元及DDS單元。跳頻信號的產生是通過隨機地改變頻率控制字來達到改變信號的輸出頻率，圖5給出了系統工作流程圖。

如圖5所示，系統時鐘clk經過64分頻得到clk_64。邏輯控制單元由6級移位寄存器構成。在每個clk_64上升沿到來時，邏輯控制單元將產生一個6位的頻率控制字(k)。當DDS使能信號ce為高電平時，DDS將停止工作。當ce為低電平時，在clk上升沿時DDS被觸發，在當前狀態下k的控制下，得到相應地址所對應的信號幅值。當k沒有變化時，DDS輸出正弦信號的頻率沒有任何變化，在一個clk_64上升沿到來時，k發生變化，從而使得DDS輸出的正弦信號的頻率發生變化。當復位信號reset為高電平時，邏輯地址控制單元和DDS單元同時回到初始狀態，并保持不變，輸出端dds_FH輸出一直為零。當reset變為低電平時，在一個clk上升沿時系統開始工作。

為方便觀察仿真結果，本設計采用ModelSim SE 6.1d作為仿真波形測試軟件。通過3.1節分析，由于本設計的DDS所產生的頻率性能穩定，且跳頻信號的誤差并不累加。因此本節只給出仿真結果，不做其性能分析。圖6為基于DDS的跳頻信號，圖6給出圖5中各個控制信號的仿真結果。表2中給出圖6中不同頻率控制字所對應的正弦信號的頻率與理論值的對比，可以看出本設計的DDS與理論值的誤差較小。由于ROM中存儲的點數較少，更加節省資源。

4 結束語

在FPGA硬件平臺下設計基于DDS的跳頻信號產生系統，不僅實現了大量數據快速運算，提高了仿真的速度，而且可以靈活、重復地對系統的參數進行優化配置，便于提高跳頻系統的性能。本文所設計的DDS，結構簡單、硬件資源占用率少，且產生頻率相對準確。根據對所需跳頻信號精確度要求的不同，合理配置參數，協調硬件資源與頻率準確之間的矛盾關系，最終實現跳頻系統的最優配置。