引言
反激式開關(guān)電源以其結(jié)構(gòu)簡單、元器件少等優(yōu)點在自動控制及智能儀表的電源中得到廣泛的應(yīng)用。開關(guān)電源的調(diào)節(jié)部分通常采用脈寬調(diào)制（PWM）技術(shù)，即在主變換器周期不變的情況下，根據(jù)輸入電壓或負載的變化來調(diào)節(jié)功率MOSFET管導(dǎo)通的占空比，從而使輸出電壓穩(wěn)定。脈寬調(diào)制的方法很多，本文中所介紹的是一種高性能的固定頻率電流型脈寬集成控制芯片UC3845。該芯片是專為離線的直流至直流變換器應(yīng)用而設(shè)計的。其主要特點是具有內(nèi)部振蕩器、高精度誤差比較器、逐周電流取樣比較、啟動電流小、大電流圖騰柱輸出等，是驅(qū)動MOSFET的理想器件。
1 UC3845簡介
UC3845芯片為SO8或SO14管腳塑料表貼元件。專為低壓應(yīng)用設(shè)計。其欠壓鎖定門限為8.5v（通），7.6V（斷）；電流模式工作達500千赫輸出開關(guān)頻率；在反激式應(yīng)用中最大占空比為0.5;輸出靜區(qū)時間從50%~70%可調(diào)；自動前饋補償；鎖存脈寬調(diào)制，用于逐周期限流；內(nèi)部微調(diào)的參考源；帶欠壓鎖定；大電流圖騰柱輸出；輸入欠壓鎖定，帶滯后；啟動及工作電流低。
芯片管腳圖及管腳功能如圖1所示。
圖1 UC3845芯片管腳圖
1腳：輸出/補償，內(nèi)部誤差放大器的輸出端。通常此腳與腳2之間接有反饋網(wǎng)絡(luò)，以確定誤差放大器的增益和頻響。
2腳：電壓反饋輸入端。此腳與內(nèi)部誤差放大器同向輸入端的基準電壓（2.5 V）進行比較，調(diào)整脈寬。
3腳：電流取樣輸入端。
4腳：R T/CT振蕩器的外接電容C和電阻R的公共端。通過一個電阻接Vref通過一個電阻接地。
5腳：接地。
6腳：圖騰柱式PWM輸出，驅(qū)動能力為土1A.
7腳：正電源腳。
8腳：V ref，5V基準電壓，輸出電流可達50mA.
2 設(shè)計方法
如圖2為基于U C3845反激式開關(guān)電源的電路圖，虛線框內(nèi)為UC3845內(nèi)部簡化方框圖。
1）啟動電壓和電容的選擇
交流電源115VAC經(jīng)整流、濾波后為一個紋波非常小的直流高壓Udc,該電壓根據(jù)交流電源范圍往往可得到一個最大Udcmax， 一 和最小電壓Udcmin 。
當(dāng)直流輸入電壓大于1 44V以上時，U C3845應(yīng)啟動開始工作，啟動電阻應(yīng)由線路直流電壓和啟動所需電流來確定。
根據(jù)UC3845的參數(shù)分析可知，當(dāng)啟動電壓低于8.5V時，UC3845的整個電路僅消耗lmA的電流，即UC3845的典型啟動電壓為8.5V,電流為1mA.加上外圍電路損耗約0.5mA,即整個電路損耗約1.5mA.在輸入直流電壓為最小電壓 Ddcmmn時，啟動電阻Rin的計算如下：
圖2 基于UC3845反激式開關(guān)電源的電路圖
啟動過程完成后，UC3845的消耗電流會隨著MOSFET管的開通增至100mA左右。該電流由啟動電容在啟動時儲存的電荷量來提供。此時，啟動電容上的電壓會發(fā)生跌落到7.6V以上，要使UC3845fj~保持工作，反饋繞組L 應(yīng)能及時提供饋電電壓。如電壓低于7.6V欠壓比較器動作，PWM輸出低電平。自饋電時間由UC3845的開關(guān)周期決定，取U C3845的振蕩頻率 54kHz.啟動電容的容量可由下式計算得到：
2）反饋繞組的匝數(shù)計算
Ns=Np（Vcc+0.8）（1一Dmax）/（UdcminiDmax ），NP其中為變壓器初級匝數(shù)。
3）濾波
為濾除供電端的高頻信號，Vcc對地接一個瓷片電容，在PCB布線時要注意，不能有電感成分的介入，以免產(chǎn)生干擾，引成電路不穩(wěn)定。
4）占空比D
UC3845會根據(jù)輸入電壓的變化來調(diào)整其工作的占空比。根據(jù)UC3845的參數(shù)要求，設(shè)UC3845對應(yīng)最低直流電壓輸入時最大占空比Dmax=0.5.
當(dāng)輸入直流電壓在144V和177V范圍內(nèi)，UC3845的占空比的范圍為：
5）調(diào)制頻率f
振蕩器OSC的頻率由定時元件RT和CT選擇值決定。電容CT由參考電壓V ref（=5V）通過電阻R充電，充至2.8V,再由內(nèi)部電流宿放電到1.2V,形成鋸齒波脈沖信號，如圖3.不管在大RT 小CT還是大CT小RT,振蕩器充電時鎖存器置位輸入方波為低電平，放電時輸入方波為高電平。
當(dāng)鎖存器置位輸入方波為高電平時，或非門輸出始終為低電平，封鎖PWM,這段時問由內(nèi)部振蕩器OSC放電過程時間決定。在鎖存器置位輸入方波下降沿同時，如或非門其他三個輸入信號輸入無效電平時，或非門輸出為高電平，MOSFET管導(dǎo)通。
其他三個輸入信號分別為：一個為電流取樣比較器輸出，一個為誤差放大器輸出，一個為輸入欠壓比較器輸出。
為濾除參考端的高頻信號，V 對地接一個瓷片電容，在PCB布線時要注意，不能有電感成分的介人，以免產(chǎn)生干擾，引成電路振蕩打隔。
OSC振蕩頻率f=1.8/（RtCt）， 當(dāng)取RT=33kf2,CT=1000PF,f=-54kHz.
6）電流取樣比較
在圖2中，MOSFET管導(dǎo)通時，Udc =Ldi/dt,變壓器電感電流以斜率Udc/L線性增長，L為變壓器的初級電感。在MOSFET管的源極與地間串接一個無感取樣電阻Rs，將變壓器的初級電流轉(zhuǎn)換成取樣電壓Ud =RS i.在輸出同樣的功率下，輸入直流電壓越小，變壓器一次電流也越大，通過MOSFET管的電流也越大。為保護M0SFET管不致?lián)p壞， 需計算電感峰值電流Ip=2P/（UdcminUmax ）。選擇功率MOSFET管的最大峰值電流Icmax應(yīng)大于1.3Ip.
取樣電壓Ud經(jīng)RC濾波后，送到UC3845的3腳。當(dāng)該電壓超過lV時，比較器輸出高電平，送到RS鎖存器的復(fù)位端，PWM輸出為低電平，使PWM的占空比減小，從而限制電感峰值電流。
無感取樣電阻尺。的電阻值為：Rs=l/Ip,功率1W.而RC濾波器的時間常數(shù)接近尖脈沖的持續(xù)時間，否則引起電源輸出的不穩(wěn)定。取R=lk,C=470PF.
7）誤差比較器
Vref經(jīng)電阻分壓為2.5V接至誤差比較器的正端，而負端（2腳）接外部監(jiān)測電壓輸入。誤差比較器（1腳）輸出用于外部回路的補償，如圖2,輸出電壓因兩個二極管壓降而失調(diào)（=1.4V），并在連接到取樣比較器反向輸入端之前被三分。2腳和1腳間接一個RC網(wǎng)絡(luò)進行環(huán)路補償。取R 11=150kQ,C11=100PF.
外部監(jiān)測電壓輸入端（2腳）可用于對輸出回路引入電壓反饋環(huán)節(jié)，如對主輸出回路5V的穩(wěn)定度要求不高，可將饋電電壓引入，以監(jiān)測輸出回路過電壓。Vcc經(jīng)電阻分壓接到UC3845~b部監(jiān)測電壓輸入端，當(dāng)由于某種原因，輸出回路電壓升高時， 外部監(jiān)測電壓輸入端大于2.5V, 誤差比較器輸出小于2.5V,結(jié)合電流取樣比較輸入電壓，PWM輸出為低電平， 使PWM的占空比減小， 輸出回路電壓減小。如果對主回路輸出5V電壓的精度有要求。應(yīng)采用反饋電路由光耦PC817、TL431及與之相連的阻容網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成。其控制原理如下：
主回路5V輸出輸出電壓經(jīng)電阻分壓后得到采樣電壓，此采樣電壓與TL43 l提供的2.5V參考電壓進行比較，當(dāng)輸出電壓正常（5V）時，采樣電壓與TL43l提供的2.5V參考電壓相等則TL431的K極電位不變，流過光耦二極管的電流不變，流過光耦的電流不變，UC3845的2腳輸入電壓不變，1腳電位穩(wěn)定，6腳輸出PWM驅(qū)動的占空比不變，輸出電壓穩(wěn)定在設(shè)定值不變。
當(dāng)輸出5V電壓因為某種原因偏高時，經(jīng)電阻分壓值就會大于2.5V,則TL431的K極電位下降，流過光耦二極管的電流增大，則流過光耦的電流增大，UC3845的2腳輸入電壓上升到大于2.5V,l腳電位下降，6腳輸出驅(qū)動脈沖PWM的占空比下降，輸出電壓降低，這樣就完成了主回路輸出電壓反饋穩(wěn)壓的作用。
3 結(jié)束語
實踐證明，基于UC3845的反激式開關(guān)電源具有輸入電壓范圍寬、輸出電壓精度高、負載的調(diào)整效率高等特點。本電源應(yīng)用于網(wǎng)絡(luò)電測儀表中，收到了良好的效果，具有一定的推廣價值。