兩個同頻信號，特別是工頻信號之間的移相，在電力行業的繼電保護領域中是一個模擬、分析事故的重要手段。傳統的移相方式都是通過三相供電用特殊變壓器抽頭，以跨相的方法進行移相，可統稱為電工式移相。還有一種方法就是在信號衰減后，經模擬電路或數字電路實現移相，再由功放進行放大輸出，一般稱為電子式移相。工頻信號經倍頻電路(一般為3600或36000倍頻)產生倍頻信號送至微CPU，由其經過D/A轉換器進行波形重新合成，同時微CPU改變合成波形的起始點時間，再經功放放大輸出實現移相，一般稱為程控式移相。
現在常用的數字移相器由以下幾個功能模塊組成：變頻單元（變壓變頻器），變流單元（升流器），移相單元（數字相位表）,數字電壓電流表及輔助電路。
變壓變頻器簡介
輸入為市電，整流成直流后經降壓斬波后輸出，再經過逆變電路變為SPWM波，其基頻為變頻電源的輸出頻率。SPWM波經過變壓器隔離后，再用LC濾波，即可輸出正弦波。這一能量轉換過程通常表示為AC-DC-AC。
變頻電源主要有以下功能:
●變頻，能將市電轉換為用戶所需要的頻率，一般為40～1000Hz；
●變相，能將三相交流電變為單相交流電，或者把單相交流電變為三相交流電；
●變壓，能將市電電壓轉換為可調的電壓；
系統方案論證與工作原理
1 系統設計要求
本設計要求性能指標為：三相電壓輸出0～380V；電流輸出0～10A；直流輸出電壓0～50V；頻率范圍0～100Hz；按鍵設定，操作簡便，液晶顯示。
2 方案分析與整體框圖
根據實際要求，我們考慮可以采用以下方案：
?、倏刂撇糠?mdash;—使用DSP TMS320F2812內部外設EVA產生三相電壓型逆變橋的SPWM，以控制逆變橋臂的IGBT導通關斷；使用DSP內部EVA的定時器2來實現PWM驅動Buck電路；經過內部12位AD采樣后反饋到PWM控制輸出，以達到穩定直流電壓的目的。經測試，直流電壓輸出比較穩定，負載調整率可以達到規定的要求，由于采用內部外設EVA來控制實現，調節方便，速度快，電壓、頻率可以達到要求的精度。
②主回路——直流輸出采用降壓斬波電路，直流轉換的效率較高，輸出采用二級LC濾波；逆變部分采用三相橋式逆變，選用大功率型IGBT。
?、郾Ｗo部分——采用硬件保護和軟件保護的方式。硬件保護由模擬電路來實現；軟件保護由軟件A/D采樣部分實現。
?、茉O定與顯示部分——由于DSP資源豐富，采用獨立按鍵控制，LCD12864顯示，具有良好的人機界面。
整個數字移相器系統如圖1所示。
圖1 系統結構框圖
MCU通過總線將控制數據（移相角，輸出頻率和幅值等）送入DSP，使用線性光耦隔離，在DSP中，使用內部事件管理器EVA/EVB產生12路SPWM觸發脈沖，分別控制電壓型、電流型逆變橋IGBT的開關狀態，DSP內部集成功率模塊保護中斷機制。
系統主回路的設計
1 Buck主電路設計
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整流單元如圖2，根據系統要求，交流輸入220V，輸出最大10A，整流后空載輸出為約310V（最大），帶負載（約5A）后，直流電壓大約下降8～9V。
圖2 整流濾波電路圖
E1為整流后進行濾波，如果電容值過大，寄生電感電阻過大，會造成不必要的能量損耗，而且在上電瞬間，會造成整流橋瞬間沖擊電流過大。
本次設計采用為耐壓450V的電解電容C=1200μF。整流橋采用KBPC5010型二極管，耐壓為1000V，正向平均整流電流IF(AV)=50.0A（t=55℃）,且體積較小、發熱低、較實用，所選器件符合本設計的要求。
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降壓電路如圖3所示。
圖3 Buck降壓單元
根據系統要求，直流輸入最大300V，直流輸出最大60V，電流輸出最大10A。本電路中的IGBT采用FGA25N120AND，VCES=1200V，IC=20A，trr=235ns，參數滿足實驗要求。
Vref為直流電壓輸入，R0、C0為無感阻容吸收部分，以吸收IGBT關斷瞬間儲存的能量和濾除尖峰，RS為采樣電阻，DCA-DCA為電流互感器，采樣輸出電流，“Sample”為采樣輸出端。各參數具體選取如下：
A無感電容C0、電阻R0的計算
C0=（2.5～5）×10-8×If；If為IGBT的電流（20A），可以得出C0=0.5～1μF；
R0=((2～4)×535)/If=53.5～107。
實際實驗中，經過不同RC的匹配，最終選擇電阻R0為100Ω/5W、C0為1μF/630V。
B 分壓采樣電阻的選擇
為了不影響后級輸出，分壓支路電流應盡可能的小，分壓電阻盡量大，但考慮到電阻越大，內部噪聲也越大，二者折中。DSP采樣電壓最大為3V，而直流輸出最大為60V，故設定分壓比例為1/20，選取如下：RS=5KΩ/0.1，RS=250Ω/0.1。
C 電感L的選擇
輸出電感的量值對于在開關關斷時維持到負載的電流十分關鍵。為了能在最極端的輸出電壓和輸入電流條件下保證最小的電感值仍然支持降壓變換器的輸出電流,從而向負載輸出電流,這個最小電感值是需要確定的一個量值。
下式為一經驗公式，用于確定一個連續Buck變換器所需的臨界電感值。
其中，f為IGBT的開關頻率（10～20kHz），D為占空比，IO為輸出電流（5～10A）?？捎嬎愕肔C=2.5～5.0mH，本設計取5.0mH。
輸出Vdc=50V，Imax=10A，Rs采樣輸出電壓，通過線性光耦，由DSP進行PID運算調節輸出PWM信號，使Buck電路輸出電壓恒定50V。
D 濾波電容E2的選擇
輸出端電容器（E2）是為了使輸出電壓變得平滑而使用的，升壓型的產品因為針對負載電流而斷續地流入電流，與降壓型產品相比需要更大的電容值。在輸出電壓較高以及負載電流較大的情況下，由于紋波電壓會變大，因此根據各自的情況而選用相應的電容值，推薦使用2000μF以上電容器。
為了獲得穩定的輸出電壓，最好選用等效串聯電阻（ESR）較小且容量較大的電容器。特別推薦使用低溫特性及泄漏電流特性等優異的鉭電解電容器或有機半導體電容器，而且采用小容值電容與大電容（耐壓等級相同）并聯可起到消除高次諧波與降低等效串聯電容的作用。
本次設計中，設定IGBT開關頻率為f=10kHz，電感L=5.0mH，E2=2000μF/400V，鉭電解電容器。
?、奂y波改善
在實驗中發現，紋波與電感有較大關系，當輸出電流未達到電感磁芯的飽和電流時，輸出尖峰較??；當達到電感磁芯的飽和電流時，輸出尖峰瞬間增大。改善電感及磁芯，采用飽和電流較大的電感，在尖峰較小的情況下，可以達到電流標準值。
由實驗波形圖可知，在IGBT開關時刻產生紋波。改善IGBT開關狀態可以降低紋波，在IGBT門極之前串聯一25Ω電阻，可改善IGBT導通情況。輸出直流50V紋波波形見圖4。
圖4 Buck單元輸出直流50V時紋波波形(×10)
可見，紋波大小為530mV（+1.1%）滿足本設計的要求。
2 三相橋式逆變的設計
圖5給出了一個典型的三相逆變器的結構。其中，Va、Vb、Vc是逆變輸出三相電壓，分別接三相負載，D1～D6為續流二極管。PWMx和PWMx_（x=A、B、C）控制逆變器的6個電壓功率管，當一個功率管的上臂導通時（PWMx=1），同一個功率的下臂關斷（PWMx_=0）。
圖5 三相逆變橋
?、俟β使躀GBT的選取
系統要求直流輸入Vdc最大60V，電流最大10A，輸出頻率最高100Hz，IGBT開關頻率最高3.3kHz（載波比N=33）。根據系統要求，本設計選用FairChild公司FGA25N120AND型IGBT，參數為VCES=1200V，IC=20A，trr=235ns。
?、跓o感阻容吸收RC的選取
RC選取如下：無感電阻R1～R6= 100Ω/5WΩ，無感電容C1～C6=1μF/630V。
?、跮C濾波的設計（無源濾波）
逆變輸出三相電壓Va、Vb、Vc經LC濾波后，以得到平滑的正弦波，分別接三相阻性負載（7Ω），負載連接方式為星形連接。LC原則上只允許基波（中心頻率）通過。
本設計要求輸出頻率為50～100Hz，可計算得LC=1.01×10-5～2.53×10-6。
圖6中，濾波LC的值由經驗值和實際實驗中比較確定，權衡最小值和最大值，最終選取LA～LC=0.98mH，CA～CC=2μF/500V±5%。
圖6 LC濾波
本設計中，LC濾波為無源濾波，雖然結構簡單，成本低，但是有一個缺點：只能有一個中心頻率，當輸出頻率改變時，中心頻率不能跟隨變化，使輸出波形稍有畸變。若采用有源濾波器，滿足不同頻率范圍的輸出，而波形畸變可以減小到最小，但是相應的成本則會增加。
本設計中無源濾波雖然在不同頻率時使波形有些畸變，但是可以滿足系統輸出的要求。
系統控制模塊的設計
1 驅動電路的設計
在本設計中Buck電路和三相逆變橋的驅動開關頻率分別為10kHz，和3.3 kHz（最大），中小功率IGBT，采用此芯片作為驅動芯片滿足系統設計的要求。
?、貰uck電路驅動的設計
圖7為TLP250光耦驅動電路。圖中,光耦芯片TLP250供電電壓+15V，輸出IO=+1.5A，在中功率電路中可以直接驅動IGBT，使用TLP250時應在管腳8和5間連接一個0.1μF的陶瓷電容來穩定高增益線性放大器的工作，提供的旁路作用失效會損壞開關性能，電容和光耦之間的引線長度不應超過1cm。
圖7 TLP250驅動IGBT
保護端為過壓、過流保護輸出端口，一旦過壓、過流，保護模塊將輸出高電平并且保持，禁止TLP250輸出脈沖，直到故障解除后復位。
本設計開關頻率為10kHz，三極管BD237/238（NPN/PNP），VCBO=100V，集電極峰值電流Icm=6A（tP<5ms）,完全可以達到要求。
R3、IGBT的門極之前，加一小電阻（一般為10～20Ω），用以改善IGBT的開關波形，降低高頻噪聲。DSP的PWM輸出經過上述TLP250光耦電路后的波形輸出見圖8。
圖8 Buck單元PWM經過光耦后的波形輸出(×10)
可以看出，推挽后的電容C2為加速開通和關斷作用；與C3并聯穩壓二極管產生恒定的5.1V反壓，當PWM輸出高電平，IGBT的CE兩端電壓差為8～9V，使IGBT導通；當PWM輸出低電平，IGBT的E極的5.1V反壓可以保證IGBT可靠關斷。
?、谌嗄孀儤騍PWM驅動的設計
TLP250光耦驅動能力比較大（Io=±1.5A）可以直接驅動中功率IGBT，本文已在上節作了詳細說明，在此不再贅述，具體驅動電路如圖9所示。
圖9 TLP250光耦直接驅動IGBT
系統啟動后，設置輸出調制正弦波頻率為50Hz（±0.01Hz），死區時間4.0μs時的SPWM經過74HC244N緩沖驅動后波形如圖10所示，死區時間如圖11所示，以上橋臂1（PWM1）和下橋臂4（PWM2）為例，上下對稱，其中CH1通道觀測PWM1，CH2通道觀測PWM2。
圖10 EVA事件管理器輸出的SPWM波經過光耦驅動后的SPWM波形
由DSP的EVA事件管理器輸出的SPWM波經過光耦驅動后的SPWM波形見圖10。
IGBT逆變橋上下橋臂波經過光耦驅動后死區時間情況如圖11所示。
圖11 EVA事件管理器輸出的SPWM波經過光耦驅動后死區時間情況
2 A/D轉換采樣電路的設計
本設計選用Agilent公司的HCNR200/201。線性光耦真正隔離的是電流，要想真正隔離電壓，需要在輸出和輸出處增加運算放大器等輔助電路。
如圖12所示，輸入端電壓為Vin，輸出端電壓為Vout，有：VOUT=K3（R2/R1）VIN，其中，K3=1+0.05。一般取R2=R1，達到只隔離，不放大的目的。
輸入VIN=0～12V，輸出等于輸入，采用LM324運放集成芯片，電路如圖12所示。
圖12 線性光耦隔離電路
由于光耦會產生一些高頻的噪聲，通常在R2處并聯電容，構成低通濾波器，取C=10pF，有微小相移，約1.5kHz—0.2°，可以忽略。電阻R1和R2采用精密電阻，以達到最好的線性關系1:1。
采樣電阻分壓后，通過高精度線性光耦隔離，采樣信號Vout經過一級電壓跟隨器后，輸入ADC，經ADC模塊轉換為數字量，進行PID運算處理后，輸出給調節量。
3 過流、過壓保護單元設計
?、龠^流保護單元設計
過流保護電路如圖13所示。
圖13 過流保護電路圖
過流保護的整定值可以通過改變R8來調節，當IIN—IOUT的電流超過整定值，電路輸出端送給處理器(DSP)或邏輯控制電路一個高電平信號（+5V），最終由控制回路調整主回路設置(如斷電)，從而實現過流保護。
?、谶^壓保護單元設計
過壓保護電路的基本原理和過流保護基本想同，唯一不同的是過壓保護電路不需要電流互感器，將LM393第二引腳直接與分壓采樣電阻想連。這里不再贅述。
實驗及結果分析
頻率輸出設定為50～100Hz時的測試結果如表1所示。
逆變輸出接三相阻性負載。
過流保護測試：
設定輸出門限直流電流為7.00A。保護電壓電流分別如表2所示。
部分實驗波形見圖14和圖15。
圖14頻率設定為50Hz時的逆變輸出三相負載線電壓波形
圖15 頻率設定為60Hz時的逆變輸出三相負載線電壓波形
①實驗結果表明，頻率輸出略有誤差(+0.01Hz)，但基本滿足要求。輸出頻率的誤差可能是由于DSP在進行浮點運算時，浮點比較沒有絕對相等，只能無限逼近。
?、跓o源LC濾波只有一個中心頻率，當輸出頻率改變時，中心頻率不能跟隨變化，使輸出波形稍有畸變。
?、墼谶M行輸出頻率(60Hz)或者直流電壓設定后運行時，可以看到，輸出頻率或者輸出直流電壓逐漸上升達到設定值，以減小啟動時的沖擊電流；當系統停止時，輸出頻率或者輸出直流電壓逐漸下降為0。
實驗證明，設計方案可行，系統性能和各項指標基本滿足設計要求。