引言

　　早期的充電器采用單相市電整流，然后BUCK電路降壓輸出的形式，所以在對492V電池組充電時，需要兩個充電器單元串聯(lián)工作。這種充電器結(jié)構(gòu)輸入要采用變壓器隔離，所以體積龐大;采用串聯(lián)形式故障率高;在實際生產(chǎn)中，組裝也不太方便。在這種情況下，我們設(shè)計了本文所提到的新型的充電器。

　　1 電路原理圖

　　整個系統(tǒng)由輸入單元、直流變換單元、控制單元和輸出單元組成。輸入單元是三相無零線市電;直流變換單元采用雙管BUCK-BOOST。電路，它可以適應(yīng)市電304～456V的大范圍變動。控制單元采用電源專用電流型PWM芯片UC3843，它通過檢測輸出的電壓和電流信號來控制開關(guān)管的通斷和調(diào)整輸出電壓;輸出單元由功率二極管和濾波電容組成。其系統(tǒng)方框簡圖如圖1所示。

　　圖2是充電器的主電路原理簡圖。三相市電經(jīng)不控整流濾波后輸出平穩(wěn)的直流電，DC/DC變換部分的BUCK-BOOST電路采用的是未簡化的雙管電路，與單管的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，一是使管子承受的電壓降低一半，二是使短路保護和過流保護的電路設(shè)計更加容易。R1和R2為采樣電阻，它們可以根據(jù)電感上的峰值電流來選定，保證其上的電壓低于1V。S1和S2選擇800V/27A的MOS場效應(yīng)管，D1和D2選擇1200V/15A的軟恢復(fù)功率整流二極管。電感L根據(jù)系統(tǒng)的輸出功率來定。

　　1.1 驅(qū)動電路

　　UC3843是高性能固定頻率電流模式控制器，腳1是輸出補償端，當(dāng)其電壓低于1V時，UC3843的腳6關(guān)閉輸出，電路設(shè)計時，利用它實現(xiàn)輸入過欠壓、輸出過欠壓、缺相和限流保護等功能，各種保護通過“與”的形式接至腳1。腳3是電流采樣端，當(dāng)其電壓高于1V時，控制器的腳6也鎖閉輸出，利用它實現(xiàn)過流保護功能。腳4是定時元件輸入端，由它來產(chǎn)生UC3843工作時的振蕩頻率。在設(shè)計電路時，由于整個系統(tǒng)工作在較高功率和頻率下，MOS管在關(guān)斷時控制器腳6被外部器件拉得低于地電位產(chǎn)生尖峰噪聲，它干擾內(nèi)部振蕩器的正常工作，造成電路工作不穩(wěn)定，所以腳4改用外部振蕩電路。選用555時基電路產(chǎn)生。

　　一個頻率為40kHz，占空比為80%的振蕩波，直接連到腳4作為UC3843的外部同步時鐘輸人。功率電路上的兩個MOS場效應(yīng)管，S1為浮地驅(qū)動，而S2為共地驅(qū)動，腳6輸出PWM驅(qū)動信號。圖3是驅(qū)動電路原理圖，為求簡化，圖3中只畫出了一路驅(qū)動。腳6輸出的驅(qū)動信號經(jīng)光藕隔離后，再運用集成電路芯片MC34151對信號放大。驅(qū)動電阻的大小選擇非常關(guān)鍵，太小會使驅(qū)動波形上升沿過陡，開通過程過快，容易產(chǎn)生振蕩使電路不穩(wěn);電阻太大會減慢開通過程，很容易使MOS管經(jīng)過放大狀態(tài)后再進入飽和狀態(tài)，增加了管子的開關(guān)損耗，這也是我們所不希望的，所以折中考慮，取驅(qū)動電阻的大小為15Ω。圖3中與驅(qū)動電阻并聯(lián)的二極管是MOS管關(guān)斷時放電通道，加快關(guān)斷過程。

　　1.2 限流電路

　　充電器對鉛酸蓄電池組充電時，起初電池電壓較低，如果不采取任何措施，充電電流很大，這對電池極為不利，影響電池的使用壽命，所以必須加限流保護電路。圖4為限流保護電路的原理圖。它有兩部分組成：取樣電路和PI調(diào)節(jié)電路。從電阻R1(見圖2)取樣回來的電流電壓值經(jīng)放大處理后，與閾值電壓作比較。閾值電壓由圖4中VREF經(jīng)電位器調(diào)節(jié)獲得，不同的閾值電壓對應(yīng)不同的限流保護值。本設(shè)計取3A作為限流保護值，當(dāng)充電電流大于小于3A時，比較器輸出高電平信號，此時二極管不通;當(dāng)充電電流大于3A時，比較器反轉(zhuǎn)，輸出的低電平信號通過二極管拉低UC3843的腳1電位，從而實現(xiàn)了限流功能，此時充電器對外表現(xiàn)為恒流特性。

　　1.3 均流電路

　　充電器并聯(lián)運行時，必須有均流措施，保證負(fù)載電流平均分配，增強系統(tǒng)的運行可靠性。均流措施很多，有外特性下垂法、主從電源設(shè)置法、外部電路控制法、平均電流法、最大電流法等。圖5為本設(shè)計所采用的平均電流法電路原理圖，其基本原理是充電器系統(tǒng)各單元的電流值通過均流電阻送到均流母線上求平均值，然后各單元電流值與之比較，形成偏差信號去控制UC3843的腳2。在圖5中R18=R21=Ra，R19=R20=Rb，運放腳7的輸出為

式中：Uav為母線平均電壓;Ui為一個單元的電流所對應(yīng)的電壓值(見圖4)。

　　2.5V為基準(zhǔn)電壓，它保證充電器模塊有個靜態(tài)輸出，為誤差調(diào)節(jié)電壓，它保證充電器系統(tǒng)在均流時的動態(tài)輸出。它是通過誤差信號調(diào)整輸出電壓的方法來調(diào)整輸出電流，當(dāng)某單元Ui小于Uav時，誤差調(diào)節(jié)電壓為負(fù)，Uout<2.5V，控制器輸出PWM的占空比增大使單元輸出電流增大;反之，控制器輸出占空比減小，輸出電流減小。

　　2 實驗波形

　　實驗采用兩個充電器模塊并聯(lián)，負(fù)載為41節(jié)12V/100AH的閥控式密封鉛酸蓄電池，電池起始電壓546V，充電器空載輸出為560V。充電開始時，兩個充電器同時進入限流狀態(tài)，即恒流充電，各模塊輸出電流均為3A，電池電壓上升很快，十分鐘后電池電壓達(dá)到553V，此后充電器繼續(xù)工作在限流狀態(tài)，電池電壓上升緩慢，當(dāng)達(dá)到556V時，充電器退出限流狀態(tài)，兩模塊都工作電流都為2.75A，均流功能發(fā)揮作用，待電池電壓達(dá)到560V時，充電電流為2A，此后電池電壓不再變化，充電電流緩慢減小，直至充滿。圖6為充電器系統(tǒng)工作在限流狀態(tài)時，MOS場效應(yīng)管S2的漏源極之間的電壓VDS圖中上面部分)和驅(qū)動電壓Vgs (圖中下面部分)波形圖。由圖6中可以看出，占空度約為46%左右，電壓尖峰為約為680V。

　　圖7為充電器工作在非限流狀態(tài)時，MOS場效應(yīng)管S2的漏源極之問的電壓VDS和驅(qū)動電壓Vgs波形圖，由圖7中可以看出，占空比限流時有所降低，約為40%，電壓尖峰沒多大變化，仍約為680V。

　　圖8為充電器工作在非限流狀態(tài)時，兩充電器模塊控制器電流取樣端的電壓波形圖，即圖2中取樣電阻R1兩端的電壓波形圖。此時從圖8中可以看出，兩充電器模塊電流取樣均為0.6V，說明并聯(lián)的兩模塊工作在均流狀態(tài)。

　　3 結(jié)語

　　本文所設(shè)計的充電器與串聯(lián)工作形式的充電器相比具有很多優(yōu)點，解決了一些實際問題，模塊化的設(shè)計思想更是符合充電器未來的發(fā)展趨勢，目前已經(jīng)大量生產(chǎn)上市，反饋效果良好。

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