單端反激式開關(guān)電源不需要輸出濾波電感，體積小巧，無需高壓續(xù)流二極管，變壓器原副邊電氣隔離，電路拓?fù)浜唵巍⒊杀镜汀⑿阅芊€(wěn)定[1-3]，廣泛用于小功率直流電源設(shè)計(jì)中，如工業(yè)變頻驅(qū)動設(shè)備的供電電源[4]。
　由于中壓變頻、斷提高，例如1 700 V的IGBT模塊應(yīng)用已經(jīng)非常普遍,其直流母線電壓往往高于1 000  V。此時(shí)功率模塊的驅(qū)動電路供電電源的方案有：(1)采用直流低電壓(+15 V)，然后通過隔離DC/DC變換得到相應(yīng)直流電壓;(2)采用隔離變壓器獲得輸出低壓交流電(AC100 V)，再設(shè)計(jì)相應(yīng)的開關(guān)電源;(3)直接對高輸入直流母線電壓設(shè)計(jì)開關(guān)變壓器。其中最后一種設(shè)計(jì)方案電源隔離效果較好，適用于高電壓場合，且無需額外連線，電路結(jié)構(gòu)簡單，可靠性高。但該方案所需要解決的是輸入電壓高的問題，其開關(guān)器件的耐壓等級要求較高,同時(shí)原副邊電壓值差異大,導(dǎo)致變壓器設(shè)計(jì)困難。因此，研究高直流母線電壓條件下反激式開關(guān)電源的設(shè)計(jì)方法具有重要意義。
　本文討論了高直流母線條件下開關(guān)電源的設(shè)計(jì)方法，包括電路結(jié)構(gòu)、器件選擇和變壓器設(shè)計(jì)，并提供了詳細(xì)的實(shí)驗(yàn)波形，為反激式開關(guān)電源設(shè)計(jì)提供了參考。
1 反激式開關(guān)電源主電路結(jié)構(gòu)
　本文采用的反激式開關(guān)電源電路系統(tǒng)結(jié)構(gòu),如圖1所示。當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，變壓器原邊導(dǎo)通，電流線性上升，磁場儲能；當(dāng)開關(guān)管截止時(shí)，磁能向副邊釋放電能。該結(jié)構(gòu)采用UC3844電源控制芯片,通過穩(wěn)壓芯片TL431構(gòu)建電壓外環(huán),并通過采樣電阻構(gòu)成電流內(nèi)環(huán)實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定電壓控制。UC3844的6腳輸出脈寬調(diào)制信號，驅(qū)動開關(guān)管。開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，原邊電流增大，采樣電阻Rs的電壓逐漸升高并反饋回UC3844的3腳,當(dāng)此信號大于1 V(或電壓外環(huán)參考值)時(shí)將關(guān)斷脈沖輸出。同時(shí),輸出電壓通過TL431構(gòu)成反饋電壓環(huán)電路，當(dāng)輸出電壓一旦高于設(shè)定電壓時(shí),補(bǔ)償電壓將變?yōu)榈碗娖椒答伝豒C3844的1腳，從而關(guān)斷PWM輸出。由于UC3844輸出脈寬信號的最大占空比為50%，因此適合于設(shè)計(jì)斷續(xù)模式的反激式開關(guān)電源。

2 器件選擇及參數(shù)選取
    由于輸入直流母線的電壓高(500 V~1 300 V)，因此開關(guān)器件需采用高耐壓等級器件。最大電壓出現(xiàn)在關(guān)斷時(shí)刻，為母線電壓、反激電壓與漏感造成的尖峰電壓之和。可采用耐壓等級為1 700 V的小功率IGBT模塊，如IXYS公司的IXGH6N170A。驅(qū)動電路設(shè)計(jì)可采用圖2(a)的電路進(jìn)行設(shè)計(jì)，加速IGBT關(guān)斷過程；也可采用圖2(b)的方法，當(dāng)驅(qū)動信號為低電平時(shí)，通過PNP管T1放電回路可快速釋放開關(guān)管內(nèi)部電容存儲的電荷,加快關(guān)斷過程。

    緩沖電路的二極管也將承受高電壓，最大反向電壓為開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)刻，電壓為母線電壓與反激電壓之和。因此,二極管的耐壓等級最好選擇與開關(guān)管的耐壓等級相同，且選用恢復(fù)時(shí)間短的快速二極管。
　　由于漏感的影響，造成關(guān)斷時(shí)刻UDS出現(xiàn)尖峰電壓，而漏感在變壓器制造過程中由于開氣隙而必然存在。為了在關(guān)斷時(shí)刻快速釋放漏感能量，在RC電路上再并聯(lián)一個(gè)瞬態(tài)電壓抑制二極管(TVS)，可以有效消除漏感影響，保障器件的可靠運(yùn)行。但在變壓器設(shè)計(jì)時(shí)也應(yīng)盡量減小漏感，否則瞬態(tài)抑制二極管將消耗過大功率而發(fā)熱。瞬態(tài)抑制二極管導(dǎo)通電壓選取為略大于母線電壓與反激電壓之和。
　基于TL431的電壓反饋電路如圖3所示。TL431電路功能為：當(dāng)輸出電壓VO1經(jīng)過R1和R2的分壓小于TL431的參考電壓Vref (=2.5V)時(shí)，TL431輸出的電壓將近似等于VO1，此時(shí)光耦器件不導(dǎo)通,光耦輸出為高電平，不影響UC3844的脈寬輸出;反之，如果輸出電壓VO1的分壓超過Vref，則TL431輸出約為2 V，此時(shí)光耦器件導(dǎo)通,輸出為低電平，封鎖UC3844的輸出。如圖3所示。

　根據(jù)UC3844的閉環(huán)控制特點(diǎn)，電流環(huán)為內(nèi)環(huán)，直接限制了器件的導(dǎo)通時(shí)間，其開啟與關(guān)斷應(yīng)靈敏及時(shí)，否則可能導(dǎo)致器件瞬間過流損壞，故相應(yīng)電路的濾波時(shí)間常數(shù)取值應(yīng)比較小。而電壓閉環(huán)為外環(huán)控制，且由于副邊充電電容的濾波作用，電壓變化較為緩慢，不需做快速調(diào)節(jié)，因此相應(yīng)的時(shí)間常數(shù)可取大一些。
    此外，除了通過從副邊引出一個(gè)附加電源繞組經(jīng)整流濾波后給UC3844供電外,還需要從直流母線引出一條額外的回路給充電電容。因?yàn)樯想姇r(shí)開關(guān)管尚未工作,需要直接通過直流母線給電容充電,使得UC3844供電電壓大于16 V，UC3844才能開始工作,此后再由附加電源繞組給UC3844供電。一般上電幾秒鐘后UC3844應(yīng)工作，因此需要合理設(shè)置充放電時(shí)間常數(shù)，由于電容僅給UC3844供電，負(fù)載較輕，且上電充電電流較小，電容容值不需太大，通常小于100 ?滋F。由于VDC電壓較高，設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)考慮器件的絕緣耐壓問題,可以對預(yù)充電回路采用多個(gè)電阻串聯(lián)實(shí)現(xiàn)。
3 開關(guān)變壓器設(shè)計(jì)
　開關(guān)變壓器是開關(guān)電源設(shè)計(jì)的重點(diǎn)與難點(diǎn)。開關(guān)變壓器的參數(shù)可按照常用反激式變壓器的設(shè)計(jì)步驟進(jìn)行計(jì)算[1]，但也應(yīng)考慮高輸入電壓下的特殊情況，特別是要保證器件的耐壓問題、高匝數(shù)比的問題及初始線圈匝數(shù)多的問題。
　為了保證變壓器工作于斷續(xù)模式下，設(shè)計(jì)斷續(xù)模式下反激式開關(guān)變壓器,應(yīng)保證開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間小于最大導(dǎo)通時(shí)間:
 
其中,VO為反饋繞組電壓，Np為原邊繞組匝數(shù)，Nsm為反饋繞組匝數(shù)，T為開關(guān)周期， (VO+1)(Np/Nsm)為反激電壓。開關(guān)器件所承受電壓為反激電壓與母線電壓之和,并且還應(yīng)留出10%以上的裕度。母線電壓最高為1 300 V，若取反激電壓為160 V，則器件最高電壓為1 460 V，有240 V的裕量。把反激電壓和Vdcmin=500 V代入式(1)可得Tonmax=0.24 T。
　變壓器原邊電感Lm計(jì)算如下為:

    為了增大安匝數(shù)，變壓器需要開氣隙，但應(yīng)盡量減少漏感，以減輕緩沖回路的壓力。可增加一個(gè)TVS二極管以保證器件安全。
4 實(shí)驗(yàn)波形
　按照本開關(guān)變壓器的設(shè)計(jì)方法，本設(shè)計(jì)最終完成的開關(guān)變壓器規(guī)格的輸入電壓為500 V~1 300 V，反饋繞組輸出電壓為5 V，多路繞組輸出電壓分別為+15 V、-15 V，四路26 V及輔助電源繞組+16 V，采用IGBT模塊IXGH6N170A，
PQ35/35磁芯，開關(guān)調(diào)制信號的頻率為25 kHz。開關(guān)管UDS與IDS波形如圖4所示,通道1為UDS波形，通道3為IDS波形。其中母線電壓為500 V，反激電壓為200 V，電壓通過高壓探頭獲得，電流信號則通過電流鉗獲得。該圖顯示了反激式開關(guān)電源各階段運(yùn)行情況。

    在接近第3個(gè)μs處，開關(guān)管開啟，開關(guān)管兩端電壓降為0，電流線性增加，增加到最大值時(shí)所用時(shí)間可由式(3)得到。在5.4 μs處，開關(guān)管關(guān)閉，其兩端電壓升高。由于漏感影響，關(guān)斷時(shí)刻電壓大于直流母線電壓與反激電壓之和(Vdc+VR)，但由于TVS釋放能量及抑制作用，電壓基本被限制在(Vdc+VR)之下，穩(wěn)定后UDS電壓等于(Vdc+VR)。
　對于IGBT功率模塊，開關(guān)器件的功率損耗主要體現(xiàn)在關(guān)斷過程中[5]。開關(guān)管關(guān)斷時(shí),其UDS與IDS波形如圖5所示。同樣通道1為UDS波形，通道3為IDS波形。根據(jù)電流電壓波形，近似認(rèn)為關(guān)斷過程中電流為200 mA，電壓上升時(shí)間近似為300 ns，開關(guān)周期為25 kHz，可計(jì)算得到開關(guān)管消耗功率為：

　開關(guān)管損耗能量以熱量形式發(fā)送出去，將引起開關(guān)管發(fā)熱。母線電壓越高，UDS電壓上升時(shí)間越長，上升電壓值越大，發(fā)熱越嚴(yán)重，需要給IGBT管配置更大的散熱片，同時(shí)在保證能量供給條件下盡量降低開關(guān)頻率。
　變壓器多個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的電壓UDS(通道1)與電流IDS(通道3)波形如圖6所示。在20μs~50μs之間，緩沖電路的電容和變壓器主電感發(fā)生諧振。

　本文分析了高輸入電壓下單端反激式開關(guān)電源的設(shè)計(jì)方法與關(guān)鍵問題，包括器件的選擇、電路參數(shù)的設(shè)定與開關(guān)變壓器的設(shè)計(jì)，討論了器件的驅(qū)動性能和散熱問題，所提出的方案切實(shí)可行。并給出了詳盡的實(shí)驗(yàn)波形，分析了開關(guān)電源工作過程中IGBT電壓UDS與電流IDS的變化規(guī)律，實(shí)驗(yàn)波形為開關(guān)電源設(shè)計(jì)提供了很好的范例。
　此外，在實(shí)際開關(guān)電源設(shè)計(jì)中，設(shè)計(jì)者還需要考慮器件及布線過程中的安全耐壓問題，防止距離過近造成的爬電影響，優(yōu)化布線，減少電路中的分布電感和分布電容。
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