以上兩種方法采用的ADC的轉換速度通常在10μs甚至5μs以下，對于工頻電參數測量實際上有些浪費，在ADC轉換速度能夠滿足采樣頻率和數值處理要求的條件下，分辨率、線性度、抗干擾能力及量化噪聲等指標對于測量精度顯得尤為重要。本文設計采用一種基于6通道獨立采樣的16位串行Σ-ΔA/D轉換器AD73360L，構成多路相互關聯信號同時、同步采樣的數據采集系統，并且具有跟蹤輸入信號頻率變化，抗混疊濾波的功能。內部6個通道可同時采樣,無須CPU干預,從而有效地減少了由于采樣時間不同而產生的相位誤差，非常適合三相電壓、電流的采樣，且高達64kHz的采樣率完全能夠滿足電力參數測量要求。AD73360L還能多片級聯使用，使模擬量輸入通道的最大數目方便地擴展至48路。另外，AD73360L還有內置的程控可變增益放大器, 增益可在0～38dB之間選擇，因而它既適合于大信號的應用，也適合于小信號的應用[1]。
本文詳細介紹AD73360L與TMS320LF2407 DSP組成的同步采集系統的工作原理及不同結構的同步串行口的接口電路設計方法。
1 同步數據采集系統硬件結構與工作原理
同步數據采集系統由三部分組成，其結構框圖如圖1所示。第一部分由抗混疊濾波電路和Σ-△A/D轉換器AD73360L組成，6路輸入信號經過RC抗混疊濾波處理后進入6通道Σ-△A/D轉換器。第二部分是由低通濾波器、過零比較器和倍頻鎖相電路組成的同步采樣信號發生電路。它產生N倍于測量信號頻率的方波信號作為采樣信號，控制A/D轉換器同步采樣和數字濾波。第三部分由DSP、SRAM、鍵盤、顯示和光隔控制等電路組成，實現對A/D轉換結果的高速讀取、數據處理、存儲、顯示和上傳數據給上位機等。
1.1 Σ-ΔADC內部結構與工作原理
AD73360L的每個獨立的A/D轉換通道的內部結構如圖2所示。經程控放大器調理后的輸入信號Vin與反饋信號Vf相減后的增量再經采樣保持器保持后輸入A/D轉換器，低分辨率A/D轉換器以Lfs=DMCLK/8的高過采樣率對保持后的增量進行高速采樣，16位累加器對低分辨率采樣值累加求和后得到高分辨率的Vo，再由D/A轉換器轉換成16位模擬量Vf反饋到減法器，從而形成閉環負反饋的Σ-ΔA/D調制器。通過負反饋環路的不斷調整使Vo(N)＝Vo(N-1)＋[Vin－Vf (N-1)]，即Vo(N)＝Vin。由于A/D轉換器在量化過程中存在量化誤差，但通過閉環負反饋環路的誤差補足性能和高速重復取樣方法，把量化噪聲延續到Lfs/2的整個頻帶范圍內，并將它推到正常采樣率以外的高頻段上[2]。
抗混疊數字濾波器對2K個高速采樣值Vo進行數字均值滑動濾波(抽取系數K=高過采樣率/采樣率)，濾除二分之一采樣頻率以上的高頻噪音和輸入信號的高次諧波。濾波特性的詳細描述參見文獻[1]。經濾波后的采樣值按K:1抽取作為輸出，降低了A/D轉換通道的采樣率，從而降低了同步串行口的速度要求。A/D轉換通道的采樣頻率fs=Lfs/K。時鐘頻率與高過采樣率、采樣率和抽取系數K均存在整倍數關系，提供了控制Σ-ΔADC實現同步采集、跟蹤濾波的條件。
1.2 同步采樣的實現方法
當采樣速率是被測信號頻率的整倍數，采樣點包含整個周期，且滿足采樣定理時，用DFT頻譜分析，頻域不會發生泄漏，可完全消除誤差[2]。因此采用硬件鎖相環電路產生整倍于被測信號頻率的方波來控制Σ-ΔA/D轉換器實現同步整周期采樣。倍頻鎖相電路如圖3所示。
為使鎖相環準確鎖定在被測信號(ui或ii)的基波頻率上，輸入電壓信號經3階有源低通濾波器濾除60Hz以上高次諧波，經過零比較器輸出對稱方波，作為高速鎖相環的輸入信號fi。fi同時也用作DSP測量信號頻率的信號源。
被測信號頻率fi與反饋信號fo/N進行相位比較，其相位差信號經過低通濾波后，控制壓頻振蕩器輸出頻率fo發生相應的變化，再經N分頻后反饋到相位比較器，通過負反饋環路的快速調整，最終達到環路鎖定。鎖定時fo/N與fi的頻率之差趨于零,即fo=Nfi。將鎖相環產生的倍頻信號fo作為Σ－ΔA/D轉換器的主時鐘信號，可以控制Σ-ΔA/D轉換器實現同步數據采集[3-4]。
被測50Hz信號每周期采樣1 024次，則采樣率fs為51.2kHz，壓控振蕩器中心頻率fo＝fs×256＝13.1 072(MHz)。壓控振蕩器上、下限頻率設計為16MHz和10MHz，當被測信號在60～40Hz范圍變化時，可以實現同步數據采集。同步采樣率可通過編程選擇每周期采樣1 024、512、256和128次。
鎖相環電路由高速鎖相環芯片74HC4046A和分頻器CD4060組成,產生AD73360L采集觸發信號，74HC4046A壓頻振蕩器最高輸出頻率可達24MHz。
1.3 跟蹤濾波的實現方法
由于Σ-ΔA/D轉換器實現同步采集，采樣頻率始終是被測信號頻率的整倍數。由Σ-ΔA/D轉換器的原理可知，抗混疊數字濾波器對2K個高速采樣值Vo進行數字均值滑動濾波，濾除被測信號中二分之一采樣頻率以上的高次諧波。因此，抗混疊數字濾波器的截止頻率始終跟蹤信號頻率變化，使它具有良好的抗混疊跟蹤濾波功能。
1.4 模擬輸入前端電路設計
由于采用Σ-Δ A/D轉換原理，具有良好的內置抗混疊性能，所以對模擬前端濾波器的要求不高，用一階RC低通濾波器就能滿足要求[5]，從而省去由開關電容濾波器和復雜外圍控制電路組成的抗混疊跟蹤濾波電路，節省了成本。為了提高系統抗干擾能力，模擬輸入通道采用差動輸入方式，具體電路如圖4所示。輸入信號通過C1和C2耦合到ADC的模擬輸入端。R1和C3、R2和C4構成一階低通抗混疊濾波器。圖中REFOUT是片內基準電壓輸出，通過R3和R4為輸入端引入共模偏置電壓，可根據需要配置為1.5V或2.5V。該電路可以把50Hz的交流信號直接耦合到AD73360L的模擬輸入端。
1.5 頻率測量方法
電壓或電流信號經濾波整形后輸入到鎖相環的方波信號fi，也同時輸入到DSP的CPI捕獲輸入端，利用DSP的捕獲功能，檢測兩個相鄰脈沖上升沿的時間間隔，計算出信號的頻率。為提高測量精度，每次檢測出N個相鄰上升沿的時間間隔，求平均得信號頻率。
2 TMS320LF2407與AD73360L接口電路設計
2.1 AD73360L性能簡介
AD73360L是ADI公司推出的６獨立通道的16位串行可編程A/D轉換器。每個A/D轉換通道由程控放大器、高過采樣率的Σ-ΔA/D調制器、抽取數字濾波器等組成。具有設計簡便、結構緊湊、工作穩定和可以方便地在幾種采樣率之間選擇等優點。與并行接口相比，采用串行接口的硬件連接線大為減少，這樣不僅可以減少印制電路板的面積，還可以減少電磁干擾，從而使系統更加穩定地工作。在不影響系統工作速度的條件下，在系統設計中利用串行接口代替并行接口不失為一種很好的設計方法。
2.2 AD73360L同步串行口
AD73360L的16位同步串行口(SPORT)有輸入、輸出兩個移位寄存器，它用6條通訊總線實現發送采樣值和接收控制信息的雙向同步通訊。它只能工作在主控方式。AD73360L的SPORT有三種工作模式：編程模式、數據模式和混合模式。
在編程模式下，AD73360L首先在SCLK的下降沿檢測輸入幀同步SDIFS，當檢測到SDIFS高電平后，從下個周期開始，在SCLK的下降沿將SDI線上的命令控制字的1位移入AD73360L的移位寄存器，連續移位16次，一個命令控制字接收完畢，存入對應的寄存器中。然后重復上述過程，直到接收到新的工作模式控制字后，才能轉入新的工作模式。
在數據模式下，只能輸出采樣值。當AD73360L完成一次數據采集后，首先在SCLK的上升沿向SDOFS發送一個時鐘周期高電平的輸出幀同步信號，將一個采樣值裝入移位寄存器，然后從下個周期開始，在SCLK的上升沿將移位寄存器中的采樣值移位到SDO線上，連續移位16次，一個采樣值發送完畢，重復上述過程，直到6個采樣值發送完畢。當下次AD轉換完成后，重復上述過程，重新發送一組采樣數據。只有復位AD73360L，才能終止數據模式的輸出過程。
2.3 TMS320LF2407同步串行口
TMS320LF2407 DSP的16位同步串行口SPI可工作于主動或從動兩種工作方式[6]。它只有一個移位寄存器，僅含有4條通訊總線：SPISOMI 從動輸出/主動輸入數據線；SPISIMO 從動輸入/主動輸出數據線；SPICLK 串行同步時鐘；SPISTE 從動方式SPI端口使能，由主控機輸入，低電平有效。當SPI接口有多個數據發送和接收時，在SPICLK控制下，數據是連續傳輸，各數據間沒有間隔，除非SPISTE無效，才能停止數據的傳輸。
2.4 TMS320LF2407與AD73360L接口電路
通過以上分析可知，它們之間的通訊方式存在以下三個不匹配的地方。
(1)AD73360L發送或接收數據是根據幀同步信號實現數據起始位的識別，在時鐘SCLK的控制下，通過移位方式進行數據通訊。TMS320LF2407僅提供4條通訊總線，輸出數據時，不能提供輸出幀同步信號，因而造成接收命令錯誤；接收數據時，因不能識別AD73360L發出的輸出幀同步信號，而造成接收數據錯位。
(2)AD73360L發送或接收數據，在兩個數據間至少存在一個時鐘周期的時間間隔，TMS320LF2407則是連續傳輸，在兩個數據間沒有時間間隔。
(3)AD73360L只能工作在主動方式，不能向DSP的SPI端口提供使能控制信號SPISTE，AD73360L不能啟動TMS320LF2407接收或發送數據。
因此，TMS320LF2406與AD73360L的兩個同步串行接口不能直接匹配。為此設計了如圖5所示的通訊接口電路。通過軟硬件結合的方法，可以實現它們之間的雙向數據通訊。圖中AD73360L的兩個幀同步信號連接成幀同步返回環方式，即FDOFS輸出幀同步作為SDIFS輸入幀同步，同時也連接到DSP的XINT1的中斷輸入端，作為DSP的發送或接收數據的同步信號；ADC的SCLK作為DSP的移位時鐘信號；ADC的數據輸出SDO作為DSP的數據輸入SPISIMO；DSP的數據輸出SPISOMI作為ADC的數據輸入SDI；DSP的IOPE1輸出作為SPI端口使能SPISTE輸入；DSP的IOPE2輸出控制AD73360L的復位和片選使能。
3 通訊軟件設計
首先，TMS320LF2407 DSP的IOPE1輸出端置1，禁止SPI接口通訊，DSP的IOPE2輸出端置0，使AD73360L復位；然后，初始化DSP的SPI通訊接口，設置SPI為從動工作方式和數據發送方式。當AD73360L可靠復位后，全部控制寄存器復位到零,默認最低的SCLK速率( DMCLK/8)和采樣率(DMCLK/2048)，它確保與低速微處理器的可靠通訊。當DSP將IOPE2輸出端置1時，AD73360L的復位過程結束并使片選CS使能。AD73360L復位之后，默認工作在編程模式，便于對AD73360L進行初始化，并且在每個采樣周期輸出一個幀同步SDOFS。它既作為AD73360L的輸入幀同步信號,同時也作為DSP的XINT1的輸入。在對AD73360L進行初始化階段，DSP查詢XINT1的狀態。當檢測到XINT1引腳的幀同步脈沖的上升沿時，將一個16位控制字發送至緩沖區；當DSP檢測到XINT1的下降沿時，把IOPE1置0，使SPISTE有效，允許發送數據。在SCLK的上升沿將數據移位到發送數據線SPISOMI上，然后在SCLK的下降沿，移入AD73360L內部的輸入移位寄存器。在發送數據時，DSP始終查詢SPI的狀態，當DSP查詢到一個控制字發送完畢時，立即把IOPE1置1，則SPISTE無效，禁止繼續發送。然后，DSP重新查詢XINT1引腳的幀同步脈沖，重復上述的發送控制命令字的過程。同時，AD73360L將接收的控制字存入相應的控制寄存器中。當最后一個控制字（數據工作模式字）輸出完畢時，AD73360L初始化過程結束，以后對其編程將無效，除非重新復位AD73360L。而DSP則重新初始化SPI接口，把它設置為輸入方式，并允許SPI接收中斷，允許XINT1下降沿中斷。每當一次A/D轉換完成后，AD73360L按規定時序連續發送6個采樣值和對應的6個同步脈沖，AD73360L的每個輸出同步脈沖的下降沿（即SCLK的上升沿），XINT1都產生一次中斷，中斷服務程序中把IOPE1置0使SPISTE有效，允許接收數據。在SCLK的每個下降沿，將AD73360L輸出的采樣值移入DSP內部的移位寄存器中。每當DSP接收一個16位采樣值后，SPI產生中斷，SPI中斷程序保存采樣值并把IOPE1置1使SPISTE無效，禁止接收數據。接口通訊軟件流程如圖6所示。
本文提出的由TMS320LF2407和AD73360L構成的數據采集與處理系統，將硬件鎖相環技術應用于16位串行Σ-ΔA/D轉換器，可對多路關聯信號同時、同步采樣和抗混疊跟蹤濾波，提高了系統的測量精度和抗干擾能力，且電路結構簡單、成本低廉。文中還討論了不同結構的同步串行口接口電路的設計方法。給出的同步采集系統設計方案已應用于高精度三相電能表現場校驗儀和分布式變電站高壓設備絕緣在線監測裝置中，取得了良好的效果。