0 引言

　　準確獲取電網基波及諧波電壓的相位角，在變頻器、有源濾波器等電力電子裝置中具有重要的意義，通常需要采用鎖相環得以實現。傳統鎖相環電路一般由鑒相器、環路濾波器、壓控振蕩器及分頻器組成，其工作原理是通過鑒相器將電網電壓和控制系統內部同步信號的相位差轉變成電壓信號，經環路濾波器濾波后控制壓控振蕩器，從而改變系統內部同步信號的頻率和相位，使之與電網電壓一致。傳統鎖相環存在硬件電路復雜、易受環境干擾及鎖相精度不高等問題，隨著大規模集成電路及數字信號處理器的發展，通過采用高速DSP 等可編程器件，將鎖相環的主要功能通過軟件編程來實現。本文設計的鎖相環控制系統采用數字處理器TMS320F2812 芯片實現對電網基波及特定次諧波電壓相位的跟蹤和鎖定。

1 軟件鎖相環的設計方案

　　1.1 工作流程

　　基于DSP的軟件鎖相環設計此方案的基本思路是通過采樣電壓過零點獲取同步信號，采用DSP 內部定時器的循環計數產生同步信號來實現壓控振蕩器和分頻器的功能，即通過改變定時器的周期或最大循環計數值的方法來改變同步信號的頻率和相位，同時對電壓進行A/D 轉換及數據處理，得出基波及諧波電壓的相位與頻率，調整SPWM 正弦表格指針地址完成對基波及諧波電壓的鎖相功能，其工作流程如圖1 所示。

　　通常，過零信號可以通過檢測電網三相電壓中任一相的過零點獲取。在圖1 中，以檢測A相電壓過零點作為過零信號，將通過上升沿捕捉及軟件濾波后產生的中斷作為采樣周期同步信號，當DSP內部時鐘倍頻后產生的中斷在捕獲到輸入電壓信號在過零點時，將發正弦信號的指針歸零，以保證輸入電壓信號過零時DSP發出的基準正弦信號也同步過零，從而實現相位同步。本文采用SPWM 觸發模式，基準正弦信號是一個正弦數據表格，控制逆變器輸出的基準點；同時采樣電壓信號，經DSP進行FFT計算分析其相位和頻率、基波及諧波與A相電壓過零點相位差，通過修改定時器周期寄存器來改變SPWM 輸出時正弦波的頻率；以修改比較寄存器來改變SPWM 輸出時正弦波的相位，這樣完成了對基波及諧波電壓的相位鎖定。

　　1.2 過零檢測電路的設計

　　過零信號對系統相位捕捉的精準性影響較大，系統設計時采用軟硬件結合的辦法實現對過零信號的捕捉。獲取過零信號實質上是為了給系統提供一個同步信號，即每次信號過零時啟動A/D轉換。在本設計中，過零檢測電路采集A相電壓每個周期的過零點作為系統產生的中斷信號CAP1，使中斷服務程序開始執行，圖2 為電壓信號過零檢測電路。

　　圖2 中，在比較器芯片LM339 的輸出端選擇加裝了上拉電阻，主要是考慮到整個電路對驅動、功耗和速度的要求。電阻R7和R8構成一個滯回比較器，輸出信號通過反饋電阻R7 改變同相端的參考電壓，以消除輸入信號正反過零產生的抖動。

　　1.3 過零捕捉的軟件實現

　　過零檢測主要解決的是采樣同步問題，當檢測到的電壓信號由負到正過零時，比較器芯片LM339 輸出端產生上升沿，將此信號輸入到DSP2812 事件管理器EVA 的引腳CAP1。引腳CAP1 在系統初始化程序中預設置為上升沿觸發中斷，因此當過零信號到來時，CAP1中斷子程序開始執行，開啟事件管理器EVA 的TIMER 周期中斷，周期設置為駐T/128 s（每周期采樣128 個點），觸發A/D 模塊采樣。其中，駐T 為CAP1 捕捉到的兩個過零檢測信號上升沿的間隔時間，等于電網待測信號的周期T，圖3 為過零中斷程序的流程。

　　DSP 的捕獲單元CAP隸屬于事件管理器，它能夠捕捉到CAP 外部引腳的跳變，當捕捉到對應引腳發生特定的跳變時，觸發相應的中斷，并將定時器的值存入一個兩級深的FIFO堆棧中。本方案設計每16 點啟動一次數據分析，同時投出一次控制量，這個過程為一個更新周期，判斷標志ctrl 用來檢測是否進入新的更新周期，以判斷是否需要啟動新一輪數據分析和投出控制量。標志位dft用來判斷當前數據分析狀態，為0 時表示重新初始化數據分析操作，為1 時表示數據分析操作完畢，為2 時表示允許啟動新一輪數據分析，為3 時表示當前正在進行數據分析。圖4 給出了捕獲單元的軟件流程。

　　1.4 過零信號的軟件濾波

　　CAP1 捕捉到的兩個過零信號上升沿的間隔時間，即兩個CAP1中斷事件的間隔時間，等于電網待測信號的周期T。TIMER 在系統初始化后不斷計數，然后在CAP1 的中斷服務程序中記錄兩個CAP1 中斷事件之間的TIMER 計數值N，可計算出T。同時，采用軟件濾波來判斷CAP1信號是否為毛刺干擾，其過程如下：電網基波頻率波動一般不超過依0.2 Hz，當產生CAP1中斷時，可以計算本次與前次的計數差值，如果遠小于工頻周期計數差值，則認為捕獲的中斷為干擾產生，如該中斷非連續兩次以上出現，則中斷返回。同時對產生的中斷次數進行累加，達到設定范圍時對電壓過零時刻正弦表格的指針位置進行判斷，調整正弦表格指針地址，實現過零指針的校準。

　　1.5 A/D轉換及相頻計算

　　過零信號經過軟件濾波及校準后，在捕獲到輸入電壓信號過零點時，直接將發正弦信號的指針歸零，保證輸入電壓信號過零時DSP發出的基準同步過零，從而實現相位同步。A相電壓過零信號送入管腳CAP1，作為一個采樣周期的基準，該周期的128 倍頻信號作為每次ADC 啟動基準。在系統初始化后開啟CAP1，并設置啟動ADC、相應的模數轉換、數據分析、控制量投出等操作，直到關機或者發生故障。由于F2812 的系統時鐘頻率非常高，為150 MHz，即中斷服務程序的響應延遲時間非常小，可以忽略。在CAP1 的中斷服務程序中，根據待測信號周期T來設置F2812 事件管理器的通用定時器TIMER，每隔駐T/128 s自動啟動一次A/D轉換進行數據采集。

0 引言

　　準確獲取電網基波及諧波電壓的相位角，在變頻器、有源濾波器等電力電子裝置中具有重要的意義，通常需要采用鎖相環得以實現。傳統鎖相環電路一般由鑒相器、環路濾波器、壓控振蕩器及分頻器組成，其工作原理是通過鑒相器將電網電壓和控制系統內部同步信號的相位差轉變成電壓信號，經環路濾波器濾波后控制壓控振蕩器，從而改變系統內部同步信號的頻率和相位，使之與電網電壓一致。傳統鎖相環存在硬件電路復雜、易受環境干擾及鎖相精度不高等問題，隨著大規模集成電路及數字信號處理器的發展，通過采用高速DSP 等可編程器件，將鎖相環的主要功能通過軟件編程來實現。本文設計的鎖相環控制系統采用數字處理器TMS320F2812 芯片實現對電網基波及特定次諧波電壓相位的跟蹤和鎖定。

1 軟件鎖相環的設計方案

　　1.1 工作流程

　　基于DSP的軟件鎖相環設計此方案的基本思路是通過采樣電壓過零點獲取同步信號，采用DSP 內部定時器的循環計數產生同步信號來實現壓控振蕩器和分頻器的功能，即通過改變定時器的周期或最大循環計數值的方法來改變同步信號的頻率和相位，同時對電壓進行A/D 轉換及數據處理，得出基波及諧波電壓的相位與頻率，調整SPWM 正弦表格指針地址完成對基波及諧波電壓的鎖相功能，其工作流程如圖1 所示。

　　通常，過零信號可以通過檢測電網三相電壓中任一相的過零點獲取。在圖1 中，以檢測A相電壓過零點作為過零信號，將通過上升沿捕捉及軟件濾波后產生的中斷作為采樣周期同步信號，當DSP內部時鐘倍頻后產生的中斷在捕獲到輸入電壓信號在過零點時，將發正弦信號的指針歸零，以保證輸入電壓信號過零時DSP發出的基準正弦信號也同步過零，從而實現相位同步。本文采用SPWM 觸發模式，基準正弦信號是一個正弦數據表格，控制逆變器輸出的基準點；同時采樣電壓信號，經DSP進行FFT計算分析其相位和頻率、基波及諧波與A相電壓過零點相位差，通過修改定時器周期寄存器來改變SPWM 輸出時正弦波的頻率；以修改比較寄存器來改變SPWM 輸出時正弦波的相位，這樣完成了對基波及諧波電壓的相位鎖定。

　　1.2 過零檢測電路的設計

　　過零信號對系統相位捕捉的精準性影響較大，系統設計時采用軟硬件結合的辦法實現對過零信號的捕捉。獲取過零信號實質上是為了給系統提供一個同步信號，即每次信號過零時啟動A/D轉換。在本設計中，過零檢測電路采集A相電壓每個周期的過零點作為系統產生的中斷信號CAP1，使中斷服務程序開始執行，圖2 為電壓信號過零檢測電路。

　　圖2 中，在比較器芯片LM339 的輸出端選擇加裝了上拉電阻，主要是考慮到整個電路對驅動、功耗和速度的要求。電阻R7和R8構成一個滯回比較器，輸出信號通過反饋電阻R7 改變同相端的參考電壓，以消除輸入信號正反過零產生的抖動。

　　1.3 過零捕捉的軟件實現

　　過零檢測主要解決的是采樣同步問題，當檢測到的電壓信號由負到正過零時，比較器芯片LM339 輸出端產生上升沿，將此信號輸入到DSP2812 事件管理器EVA 的引腳CAP1。引腳CAP1 在系統初始化程序中預設置為上升沿觸發中斷，因此當過零信號到來時，CAP1中斷子程序開始執行，開啟事件管理器EVA 的TIMER 周期中斷，周期設置為駐T/128 s（每周期采樣128 個點），觸發A/D 模塊采樣。其中，駐T 為CAP1 捕捉到的兩個過零檢測信號上升沿的間隔時間，等于電網待測信號的周期T，圖3 為過零中斷程序的流程。

　　DSP 的捕獲單元CAP隸屬于事件管理器，它能夠捕捉到CAP 外部引腳的跳變，當捕捉到對應引腳發生特定的跳變時，觸發相應的中斷，并將定時器的值存入一個兩級深的FIFO堆棧中。本方案設計每16 點啟動一次數據分析，同時投出一次控制量，這個過程為一個更新周期，判斷標志ctrl 用來檢測是否進入新的更新周期，以判斷是否需要啟動新一輪數據分析和投出控制量。標志位dft用來判斷當前數據分析狀態，為0 時表示重新初始化數據分析操作，為1 時表示數據分析操作完畢，為2 時表示允許啟動新一輪數據分析，為3 時表示當前正在進行數據分析。圖4 給出了捕獲單元的軟件流程。

　　1.4 過零信號的軟件濾波

　　CAP1 捕捉到的兩個過零信號上升沿的間隔時間，即兩個CAP1中斷事件的間隔時間，等于電網待測信號的周期T。TIMER 在系統初始化后不斷計數，然后在CAP1 的中斷服務程序中記錄兩個CAP1 中斷事件之間的TIMER 計數值N，可計算出T。同時，采用軟件濾波來判斷CAP1信號是否為毛刺干擾，其過程如下：電網基波頻率波動一般不超過依0.2 Hz，當產生CAP1中斷時，可以計算本次與前次的計數差值，如果遠小于工頻周期計數差值，則認為捕獲的中斷為干擾產生，如該中斷非連續兩次以上出現，則中斷返回。同時對產生的中斷次數進行累加，達到設定范圍時對電壓過零時刻正弦表格的指針位置進行判斷，調整正弦表格指針地址，實現過零指針的校準。

　　1.5 A/D轉換及相頻計算

　　過零信號經過軟件濾波及校準后，在捕獲到輸入電壓信號過零點時，直接將發正弦信號的指針歸零，保證輸入電壓信號過零時DSP發出的基準同步過零，從而實現相位同步。A相電壓過零信號送入管腳CAP1，作為一個采樣周期的基準，該周期的128 倍頻信號作為每次ADC 啟動基準。在系統初始化后開啟CAP1，并設置啟動ADC、相應的模數轉換、數據分析、控制量投出等操作，直到關機或者發生故障。由于F2812 的系統時鐘頻率非常高，為150 MHz，即中斷服務程序的響應延遲時間非常小，可以忽略。在CAP1 的中斷服務程序中，根據待測信號周期T來設置F2812 事件管理器的通用定時器TIMER，每隔駐T/128 s自動啟動一次A/D轉換進行數據采集。

　　A/D 轉換后的信號使用滑動窗口的FFT 算法，以滑動窗口的DFT和Pruning-FFT為基礎，利用DFT對特定次諧波進行選擇計算，根據滑動窗口快速響應以及Pruning-FFT 快速計算的特點，使DSP的處理速度達到理想值。使用FFT進行相位和頻率分析的原理如下。

　　對某一單一頻率信號

　　通過上述分析得出初相角、頻率，將數據存入對應寄存器中，完成基波及諧波的相頻計算功能。

　　1.6 SPWM輸出的相頻調整

　　軟件鎖相輸出是由捕獲中斷和定時器中斷共同完成，捕捉中斷可以完成電壓周期和相位的計算，定時器中斷用來輸出SPWM波形。在本方案中，三角載波是利用通用定時器的連續增減計數模式產生的，當通用定時器有效后，開始遞增計數，直到等于周期寄存器的值，定時器開始遞減計數，遞減到零時，重新開始遞增計數，并重復以上過程，從而形成三角載波信號。得到三角波后，通過比較單元來控制輸出波的極性，產生PWM 波。

　　TMS320F2812 系列DSP 片內帶有比較單元，可提供6對可編程的PWM信號，這為實現上述算法提供了極大的便利。當定時器發生周期中斷時，就需要重新裝載比較器的值，即此刻的正弦值。設定載波比為21（載波比應為奇數且能被3 整除），即1個正弦波的周期等于21 個載波的周期，則相鄰的兩個三角波峰值對應的正弦波相位差為360毅/21= 17.143毅，假定上一周期中斷裝載的正弦值為sin茲，則本周期中斷所需裝載的正弦值為sin（茲+17.143毅）。

　　例如：輸出正弦信號的頻率為250 Hz（5 次諧波）時，其三角波的頻率則為5.25 kHz。三角波信號由定時器模擬產生，則定時器的定時周期為

　　5 次諧波的初相角茲是電壓經FFT 計算得到與A相電壓過零點的相位差值。根據x和茲值，產生相應的PWM 波。因正弦值實時計算時用得較多，在確定相位分辨率后，例如1毅，會導致大量重復計算。因此，采用查表法，按順序預存一個周期為420 點的正弦值，相位的分辨率為360毅/420=0.857毅，因每次比較器的裝載值是上一次移相17.143毅后的正弦值，所以只需將上一次裝載值的地址加上一定的偏移量，即為本次所需的裝載值地址，該偏移量為420/21=20。可見，將正弦計算簡化為讀相應地址的存儲器值，會大大提高程序的效率。

　　通過讀取寄存器中基波及諧波電壓的初相角頻率以及與過零點相位差的值，調整對應的正弦表格初相角指針地址，通過修改定時器周期寄存器來改變正弦波的頻率，修改比較寄存器來改變正弦波的幅值和相位，在下一個過零信號過零點投出相位和頻率控制量，即可完成對基波及諧波電壓及SPWM 輸出時的相位鎖定。

2 實驗結果與分析

　　在一臺低壓有源電力濾波裝置中，采用基于TMS320F2812芯片為核心控制器的軟件鎖相環的設計方案。實驗結果驗證，該方案能夠很好地實現對基波及特定次諧波電壓相位的跟蹤和鎖定。

　　圖5（a）給出同步過零信號波形，電壓信號（正弦波）為A相電壓，過零信號為方波。電路設計時將電壓采樣信號幅值轉化為3.3 V，滿足過零信號能被管腳CAP1 識別的條件。如圖5（a）所示，過零信號與電壓采樣信號同步。

　　圖5（b）給出功率模塊鎖相輸出實驗波形，圖中波形1 為A相電壓采樣信號，波形2 為功率模塊輸出電流波形，控制器設定跟隨電壓采樣信號的過零點觸發功率模塊同步輸出。從實驗結果可以看出，功率模塊逆變輸出電流相位能夠與采樣信號過零點保持同步，相位偏移極小，達到對電網基波電壓鎖相及跟蹤輸出的目的。

　　圖5（c）給出功率模塊鎖相倍頻輸出實驗波形。為方便觀察諧波鎖相輸出的效果，設定5 次諧波初相角與基波過零點同相，控制器設定跟隨電壓采樣信號過零點，反相輸出5 次諧波電流，電流幅值不變。圖中波形3 為采樣點電壓信號，波形4為控制器觸發功率模塊輸出電流波形。如圖所示，功率模塊輸出的5 次諧波電流初相角與采樣信號保持過零同步。

　　實驗結果表明：通過軟件鎖相環可以實現功率模塊逆變輸出電流與電壓采樣信號的同步，調整控制器程序，可以實現對諧波相位及頻率跟蹤，達到對電網電壓及特定次諧波電壓鎖相及跟蹤輸出的目的。

3 結語

　　本文提出了一種基于DSP2812實現對電網電壓軟件鎖相的技術方案。實驗結果表明，該方案能很好地實現對電壓信號周期及頻率的實時跟蹤。

　　采用軟件鎖相環技術，只需設計過零檢測及信號調整電路，其它功能均由DSP芯片完成，減少了外界環境干擾的問題，提高了鎖相精度。同時，DSP可以實時進行軟件修改，能實現復雜控制，提高了其可操作和可擴展性。隨著DSP性能的不斷改進，其運算速度越來越快，將為軟件鎖相技術提供更多的發展空間。