根據(jù)功率因數(shù)校正設(shè)備的基本電路分析混合功率因數(shù)校正的系統(tǒng)理論的正確性和他的實(shí)用性.根據(jù)Buck-boost 電路和Buck 電路作為基本變換器，可以得到如下圖1A、2A、3A 所示的PFC 電路，如果考慮到隔離的需要，對(duì)應(yīng)有如圖1B、2B、3B 所示的PFC 電路。
如果選擇兩個(gè)Buck-boost 電路作為基本變換器，同理可以得到3A 所示的電路。考慮到隔離的需要，有如圖3B 所示的PFC 電路。
以上給出了一些基本拓?fù)涞腜FC 電路，下面將具體分析圖1A 給出的電路。根據(jù)圖1A，假設(shè)Buck-boost 和Buck 基本變換器都工作在CCM 狀態(tài)下，本電路主要適用于中大功率的需求。
一．平均模型
假設(shè)電容電壓是常數(shù)，輸入電壓為整流過(guò)的正弦波，如下所示
輸入Buck 基本變換器的電壓如下：
其中c V 是電容電壓， m ? 是載波頻率。假設(shè)輸出校正良好，穩(wěn)態(tài)時(shí)，Buck 變換器的輸入電流如下：
其中， 0 P 為PFC 電路的輸出功率。根據(jù)以上計(jì)算與推導(dǎo)，作出如圖4 所示的平均模型，根據(jù)平均模型可知輸入電流為L(zhǎng) d i 1
和輸入Buck 變換器的電流之和，其中1 d 是Buck-boost 變換器的占空比。
為了得到單位功率因數(shù)，可以得到以下等式：
基于以上公式， 利用MathCad 仿真幾個(gè)滾見(jiàn)參數(shù)波形。條件為
時(shí)，為了達(dá)到單位功率因素，幾個(gè)主要電流、電壓的波形如圖5 所示：
根據(jù)上圖所示，為了達(dá)到單位功率因數(shù)的目的，在一段時(shí)間內(nèi)L d i 1 為負(fù)值，所以可以使用一個(gè)允許能量雙向流通的開(kāi)關(guān)來(lái)替代Buck-boost 中的二極管。但實(shí)際上，即使任然采用二極管，仍能保持很高的功率因數(shù)，略小于1.而且，提高電容上的電壓值，可降
低in bock i . ，從而保證功率因數(shù)一直維持在較高的水準(zhǔn)上。
二．為了達(dá)到高功率因數(shù)，兩個(gè)基本變換器分開(kāi)控制。標(biāo)記Buck-boost 變換器的占空比為
1 d ，Buck 變換器的占空比為d2 ，由此可以寫(xiě)出 d 2的表達(dá)式：
其中U 為輸出直流電壓.由式1-3、1-4 推得：
電感電流表達(dá)式如下：
根據(jù)1-7、1-8 有：
根據(jù)得出的1-9 式可以利用MathCad 的數(shù)值方法解出L i ，如圖6 所示，再將L i 帶入式1-7，可得出d1。
其中主電路波形接近過(guò)零點(diǎn)的附近， L i 無(wú)法求得數(shù)值解。在實(shí)際的應(yīng)用上，需要分開(kāi)控制Buck-boost 變換器和Buck（Flyback 考慮隔離）變換器。
1 對(duì)于Flyback 變換器，只需要簡(jiǎn)單的反饋控制環(huán)，但由于Flyback 變換器的輸入電壓為
?具有較大的波動(dòng)，所以講一個(gè)前饋環(huán)集合在反饋模型中，有利于快速調(diào)整輸出。
2 為了取得較高的功率因數(shù)，前段的Buck-boost 變換器需由一個(gè)電流功率因數(shù)控制環(huán)來(lái)控制，從而有效的使得輸入電流跟隨輸入電壓。