0 引 言
近年來，隨著電力電子設備(非線性設備) 的廣泛使用，導致電網電源輸入電流含有大量諧波，造成電源品質惡化，電源污染越來越嚴重。為了抑制諧波及降低電磁污染，功率因數校正(PFC) 技術正成為電力電子技術研究的重要領域。目前，PFC 技術有單級和兩級之分，單級PFC 變換器主要應用于中小功率場合，電路結構簡單，成本低廉，但PF 值較低。兩級PFC 變換器是在整流濾波和DC/ DC 功率級之間串入一個有源PFC 電路作為前置級，具有PF 值高、PFC 級輸出電壓恒定等優點，適用于中大功率場合的應用。但是兩級PFC 結構需要兩套控制電路，增加了變換器成本、重量以及復雜度。近年來，隨著PFC/ PWM 復合控制芯片的發展，兩級PFC 變換器得到了很大的發展。
在兩級PFC 變換器中， 連接前級PFC 和后級DC/ DC 的直流連接電容占整個變換器的很大一部分體積，傳統兩級PFC 常用的后緣/ 后緣調制方法不利于減小直流連接電容的大小。現今廣泛使用的前緣/后緣調制方法可有效減小直流連接電容的紋波電流和紋波電壓，但是一直未有詳細的理論推導。本文在兩種調制方法下對直流連接電容的紋波電流進行了詳細的理論推導和仿真，證明了前緣/ 后緣方法的有效性。最后，通過使用復合控制芯片ML4803 進行了兩級功率因數校正的實驗，其前級采用平均電流控制模式的Boost 型PFC 電路，以提高電源的功率因數值;后級采用雙管正激PWM 電路，實現DC2DC 變換功能。
1 兩級PFC中直流連接電容的分析
在如圖1 所示的兩級PFC 變換器結構中，前級PFC 屬于有源濾波，使輸入電流與輸入電壓波形、相位一致， 提高功率因數， 減小諧波畸變率， 常采用Boost 電路做PFC 電路。后級DC/ DC 起隔離和電壓變換的作用。在傳統兩級PFC 電路中，通常對PFC和DC/ DC 部分各自進行獨立控制，現在多將PFC 與DC/ DC 的控制相結合。
圖1 兩級PFC變換器結構框圖
交流220 V 輸入時，經前級Boost PFC 電路后，輸出電容電壓的預設值較高，接近400 V 左右。且為保證功率校正電路的輸出電壓Uc紋波小，直流連接電容C1 的電容值較大。我們知道，電容的體積與電容值以及耐壓值成正比，大體積的電容將導致整個兩級PFC變換器體積龐大。因此減小直流連接電容的體積有利于減小整個變換器的體積。
同步即要使前級功率開關管的導通與后級功率開關管的關斷同時進行，需在前級PFC 階段采取前緣調制(L EM) 方法， 后級DC/ DC 階段采取后緣調制( TEM) 方法。正確的同步前后兩級，能有效地減小直流連接電容的紋波電流和紋波電壓，進而減小直流連接電容的體積。
圖2 (a) 為前緣調制，功率開關管在每個開關的時鐘周期開始時關斷，當誤差放大器電壓輸出信號與斜坡調制信號相等時，開關管開通，并且一直保持到當前周期結束。圖2 (b) 為后緣調制，功率開關管在每個開關周期的時鐘周期開始時開通，當誤差放大器電壓輸出信號與斜坡調制信號相等時，開關管關斷，直到當前時鐘周期結束。
圖2 兩種調制方法
在兩級PFC 的傳統控制方案中， PFC 級與DC/DC 級均采用后緣調制，即在時鐘開始時同時導通前后兩級的功率開關管。此時，當變換器處于前級開關管關斷、后級功率開關管也關斷狀態時，前級PFC 階段將出現一個瞬間的無負載狀態，此時電容紋波電流最大，補償網絡設計困難。
2 兩種調制方法下直直電容紋波電流推導
下面在PFC 和DC/ DC 兩級均工作在相同開關頻率的條件下，對兩種調制方法下電容電流有效值的大小進行詳細的理論分析。
圖3 為設計的兩級PFC 電路原理圖， 前級為Boost PFC 電路，后級為雙管正激DC/ DC 電路。
圖3 兩級PFC變換器原理圖
2. 1 TEM/ TEM調制
后緣/ 后緣調制時變換器的工作時序圖如圖4 所示。在一個開關周期內，電容C1 紋波電流如下:
圖4 后緣/ 后緣調制時序圖
圖5 前緣/ 后緣調制時序圖
由式(3) 、(5) 可得:
所以電容紋波電流的有效值為:
對于正激電路:
將式(8) 代入式(7) 可得:
2. 2 LEM/ TEM調制
前緣/ 后緣調制時變換器的工作時序圖如圖5 所示，在一個開關周期內，電容C1 紋波電流如下:
同樣由式(3) 、(5) 可得:
則電容紋波電流的有效值為:
聯立式(8) 、(12) 可得:
比較式(7) 、(13) 可知，在L EM/ TEM 調制下的電容紋波電流有效值要小于TEM/ TEM 調制下的電容紋波電流有效值。
3 仿真與實驗結果分析
3. 1 仿真波形與結果分析
為了驗證上面直直電容紋波電流有效值公式推導的正確性，在PSIM 仿真環境下搭建了仿真模型，進行了電路仿真。為電路參數選擇如下:交流輸入電壓Uin= 220 V ，L1 = 1 mH ， C1 = 220 μF ，L2 = 100 μH ，開關頻率f = 50 kHz ，輸出功率Po = 240 W。
圖6 (a) 是功率因數校正前變換器的輸入電流和輸入電壓波形，圖6 (b) 是校正后變換器的輸入電流和輸入電壓波形。由圖可以看出校正后，輸入電流Iin波形得到很好改善，提高了變換器的功率因數。圖7 (a)是后緣/ 后緣調制時電容電流波形和驅動波形，圖7(b) 是前緣/ 后緣調制時電容電流波形和驅動波形。
由圖中可以看出前緣/ 后緣調制時電容電流的有效值小于后緣/ 后緣調制時的值。
圖6 PFC校正前后輸入電壓和電流波形圖
圖7 后緣/ 后緣調制、前緣/ 后緣調制時驅動及電容電流波形
3. 2 基于ML4803 的實驗波形和結果分析
ML4803 是飛兆公司生產的基于前緣/ 后緣調制方法的PFC/ PWM 復合控制芯片。該芯片有8 個引腳，具有很低的起動和運行電流。本文基于ML4803 設計了兩級PFC 電路，根據設計要求確定兩級電路設計方案為:前級為平均電流控制的Boost PFC 電路，實現功率因數校正的功能，同時把輸入直流電壓提升到400V ;后級為雙管正激的PWM 電路，把400 V 母線電壓降至12 V ，主電路結構如圖3 所示。
主要設計參數為: 輸入電壓Uin = 220 VAC ， 50Hz ;輸出額定電壓Uo = 12 V ; 輸出額定電流Io = 20A ;工作頻率67 kHz ; C1 = 220 μF ;變壓器變比12 :1 ;電感L1 = 1 mH ;L2 = 100μH ;功率因數> 0. 98 。主開關Q1 、Q2 、Q3 : IRF840 ; 整流橋RS507 ; 續流二極管D5 : HFA0 8 TB6 0 ; 續流二極管D8 、D9 : 3 0 CPQ0 6 0 。
圖8 輸入電壓電流和輸出電壓的波形
圖9 開關管驅動波形
由圖8 可以看出，經校正后的輸入電流波形得到很好的改善，為正弦波，功率因數大大提高，輸出電壓穩定在12 V。由驅動波形可看出變換器工作在前緣/后緣調制方法。
4 結 論
在兩級功率因數校正變換器中，前緣/ 后緣調制方法能有效減少直流連接電容的紋波電流大小，進而減小整個兩級變換器的體積。本文對直流連接電容的紋波電流有效值進行了詳細的理論推導和仿真驗證，并在此基礎上設計了一臺基于ML4803 具有功率因數校正功能的兩級PFC 變換器，對理論分析進行了實驗驗證。